AD8302中文翻译资料下载(很详细)

ID:578380 · 发表于 2019-9-5 11:49

找不到AD8302中文文档，自己翻译了主要的部分。

结构

AD8302的一般形式如图2所示。主要模块包括两个解调对数放大器、相位检测器、输出放大器、偏置单元和输出参考电压缓冲器。对数放大器和鉴相器对高频信号进行处理，并将电流形式的增益和相位信息传递给输出放大器。输出放大器决定最终增益和相位缩放。外部滤波电容器为各自的输出设置平均时间常数。参考缓冲器提供一个1.80 V的参考电压来跟踪内部缩放常数。

每个对数放大器由6个10分贝级联增益级联和7个相关探测器组成。单个增益级具有超过5ghz的3 dB带宽。信号路径完全差分，以减小共模信号和噪声的影响。由于级联增益共60db，微弱的直流偏置会导致后级限，这可能会导致小信号的测量误差。这是通过一个反馈循环来纠正的。该环路的标称高通角频率fHP在内部设置为200mhz，但可以通过向OFSA和OFSB引脚增加外部电容来降低。频率远低于高通角的信号与直流偏移量无法区分，也为零。对数放大器输出的差异是通过电流的形式表示,由等式2类推而得:

其中ILA和ISLP分别为对数放大器的输出电流差和特征斜率(电流)。斜率是由一个精确的参考，设计城温度和电源电压不敏感。

相位检测器对其两个输入使用完全对称的结构，以保持沿两个信号路径的平衡延迟。完全差分信号再次将对共模扰动的灵敏度降到最低。电流型等效方程3:

其中IPD和IΦ分别为相检波器的输出电流和特征斜率。斜率与对数放大器斜率的参考值相同。

注意，按照惯例，相位差的取值范围是从180到+180。由于这种类型的鉴相器不区分±90，所以它被认为有一个明确的180相位差范围，可以是0到+180(以+90为中心)，也可以是0到-180(以-90为中心)。

两个输出接口的基本结构如图3所示。它接受一个设定值输入，包括一个内部积分/平均电容和一个带增益k的缓冲放大器。对这些设定值的外部访问提供了几种操作模式，并允许灵活地调整增益和相位传输特性。以跨电阻RF为特征的设置点接口块生成与输入引脚、MSET或PSET的电压成比例的电流。为了建立增益和相位函数的中心点(VCP)，在内部引入了900 mV的精确偏移电压，即，对应于增益为0 dB和相位差为90的设定值电压。这个设定值电流从信号电流IIN中减去，IIN来自增益通道中的对数放大器或相位检测器。所产生的差异被集成在MFLT或PFLT的平均电容上，然后由输出放大器缓冲到各自的输出引脚、VMAG和VPHS。通过这种开环布置，输出电压是测量的增益/相位与期望设定值之间的差值的简单积分：

其中IFB为反馈电流= (VSET-VCP)/RF, VSET为设定值输入，T为积分时间常数= RFCAVE/K，其中CAVE为内部1.5 pF与外部电容CFLT并联组合。

基本的连接

测量模式

AD8302的基本功能是直接测量增益和相位。当输出引脚VMAG和VPHS直接连接到反馈设定值输入引脚MSET和PSET时，将调用缺省斜率和中心点。图4中所示的这个基本连接称为测量模式。由积分器强制来自设定点接口的电流等于来自对数安培和相位检测器的信号电流。闭环传递函数：

时间常数T表示单极响应按dB缩放的增益和按度缩放的相位函数的包络线。一个小的内部电容设置最大的包络带宽约为30兆赫。如果不使用外部CFLT, AD8302可以在此带宽内跟随增益和相位包线。如果需要较长的平均时间，根据T (ns) = 3.3 CAVE (pF)，可以根据需要添加CFLT。为了获得最小超调的最佳瞬态响应，建议在MFLT和PFLT引脚上添加1 pF最小值的外部电容。

在低频条件下，由式4和式5给出的增益和相位传递函数变为：

如图5所示。式8b中，PINA和PINB为VINA-和VINB在特定参考阻抗时的功率。对于增益函数，RFISLP表示的斜率为600mv / decade，或者除以20db / decade，等于30mv /dB。0 dB增益的中心点为900 mV, 30 dB到+30 dB的范围覆盖了从0 V到1.8 V的整个电压范围。RFIΦ代表相位函数的斜率10 mV /度。90°相位差的中心点为900 mV, 0到180的范围覆盖从1.8 V到0v的整个电压范围。0到180的范围覆盖相同的电压范围，但斜率相反。

接口到输入通道

两个通道的单端输入接口是相同的。每个通道的组成为两个驱动引脚、INPA和INPB和两个ac接地引脚、OFSA和OFSB。所有四个引脚的内部dc偏置距正电源约100 mV，需要外部交流耦合到输入信号并接地。对于信号引脚，耦合电容应在信号频率上提供可忽略的阻抗。对于接地脚，耦合电容具有两种功能:交流接地和设置内偏置补偿回路的高通角频率。有一个内部10 pF电容接地，设置最大的角约200兆赫。根据公式fHP (MHz) = 2/CC(nF)可以降低转角，其中CC为OFSA或OFSB到地面的总电容，包括内部的10pf。

对INPA和INPB的输入阻抗是频率、偏置补偿电容和包寄生的函数。在中等的频率高于fHP,输入网络可以3 kΩ的分流电阻与2 pF电容器并联。在更高的频率,分流电阻减少大约500Ω。图6中的Smith图表显示了100 MHz到3 GHz频率范围内的输入阻抗。

耦合电容信号侧的宽带电阻端部可用于匹配给定的源阻抗。终端电阻RT：

其中RIN为输入电阻，RS为源阻抗。在较高的频率下，可能需要进行无功窄带匹配来排除输入阻抗的无功部分。双对数放大器结构的一个重要特性是，如果两个通道频率相同，且具有相同的输入网络，那么阻抗不匹配和反射损耗本质上成为共模，因此不会影响相对增益和相位测量。然而，这些外部组件的不匹配可能导致测量错误。

动态范围

增益子系统的最大测量范围被限制为从-30 dB到+30 dB分布的60 dB。这意味着增益和衰减都可以测量。这些限制是由每个单独的对数放大器可以检测到的最小和最大电平决定的。AD8302,每个对数放大器可以检测输入从-73伏特分贝(223μV -60 dBm re: 50Ω）到-13伏特分贝(223 mV, 0 dBm re: 50Ω)]。注意，对数放大器对电压而不是功率有响应。同等功率能推断出给定一个阻抗水平,例如,将从伏特分贝到dBm转换在50Ω系统中,只需添加13分贝。为了覆盖整个范围，有必要对一个对数放大器应用一个参考电平，该电平恰好对应于它的中程。AD8302,这个级别是在-43伏特分贝,对应于-30dbm在50Ω环境中。另一个通道现在可以从它的低端扫频，低于中档30分贝，到它的高端扫频，高于中档30分贝。如果基准从中程偏移，一些测量范围将在极值处丢失。这种情况可能发生在对数安培超出了范围，或者到达地面或1.8 V的轨道时。图7说明了引用通道级别放置的效果。如果选择比中值低10 dB的参考电压，那么下限将是-20 dB，而不是-30 dB。如果所选择的引用比基准高10 dB，则上限将为20 dB，而不是30 dB。

相位测量范围为0 ~ 180°，相位差为0到-180°时，其斜率与符号相反，其传递特性如图5所示。相位检测器响应两个输入通道之间零点交叉的相对位置。在较高的频率下，有限的振幅有限输入的上升和下降时间造成了一种模糊的情况，导致在0和180极限处无法进入死区。为了获得最大的相位差覆盖范围，应该将基准相位差设置为90。

幅度和相位的交叉调制

在高频情况下，由于片上寄生和板级寄生，A、B通道信号之间不可避免地会发生非故意的交叉耦合。当向AD8302输入端提供的两个信号处于非常不同的电平时，交叉耦合引入了相位和幅度响应的交叉调制。如果这两个信号保持在相同的相对电平，并且它们之间的相位被调制，那么只有相位输出应该响应。由于相位-幅值交叉调制，幅值输出呈现残差响应。当调制幅度差时，相对相位保持不变，即，通过幅相交叉调制，可以观察到预期的幅值响应和残余相响应。这些影响显著的点取决于信号频率和差值的大小。通常，对于小于20 dB的差异，在900mhz时交叉调制的影响可以忽略不计。

修改斜率和中心点

默认的斜率和中心点值可以通过添加外部电阻来修改。由于输出接口块对于幅度函数和相位函数都是通用的，因此缩放修改技术对于两个输出都是同样有效的。图8演示了如何使用从VMAG和VPHS引脚到MSET和PSET引脚的简单分压器来修改斜率。斜率的增加是由1 + R1 / (R220 k?)。请注意,可能需要考虑MSET和PSET输入阻抗20 k?制造公差为±20%。在这样的反馈系统中，通常情况下，包络线带宽降低，从输入端传输的输出噪声增加相同的因素。例如,通过选择R1 10kΩ和R2 20 k?,相应地，增益斜率从30 mV / dB 增加到60mV / dB。范围减小了2倍，新的中心点在- 15db处，即，范围从- 30db(对应VMAG = 0 V)扩展到0 dB(对应VMAG = 1.8 V)。

将中心点重新定位回其初始值0 dB，只需要对分压器中较低电阻的接地侧施加适当的电压。该电压可以由外部提供，也可以由引脚VREF上的内部参考电压导出。的具体选择R2 = 20 kΩ中心点很容易调整为0 dB通过连接VREF直接连到R2的低电压端，如图9所示。斜度的增加现在简化为1 + R1/10 kΩ。由于这个1.80 V的参考电压来自于确定标称中心点的相同带隙基准，因此与固定的外部电压相比，它们随温度、电源和部件间变化的跟踪效果应该更好。如果在前面的例子中，将斜率加倍的中心点移动到0 dB，则范围从VMAG = 0 V时的15 dB扩展到VMAG = 1.8 V时的15 dB。

比较器和控制器模式

如果在图10所示的安排中使用DUT作为要评估的元素，那么AD8302也可以在比较器模式下运行。VMAG和VPHS引脚不再连接到MSET和PSET。增益和相位差比较的跳点阈值由施加于引脚MSET和PSET上的电压决定：

其中GainSP (dB)和PhaseSP(°)是期望的增益和相位阈值。如果两个输入通道之间的实际增益和相位与这些阈值不同，则VMAG和VPHS的输出会像比较器一样切换，即：

通过关闭VMAG和VPHS输出的循环，可以将比较器模式转换为控制器模式。图11展示了一个闭环控制器，它使用增益和相位调整元素来稳定DUT的增益和相位。如果VMAG和VPHS被适当地调节为驱动DUT之前的增益和相位调整块，DUT的实际增益和相位将被迫达到公式11和12中规定的设定点增益和相位。它们本质上是AGC和APC循环。注意，与所有此类控制循环一样，必须更详细地考虑循环动态和适当的接口。

应用

测量放大器增益和压缩

AD8302最基本的应用是监测放大器或混频器等功能电路块的增益和相位响应。如图12所示，定向耦合器DCB和DCA对黑盒DUT的输入和输出信号进行采样。衰减器确保向AD8302提供的信号电平在其动态范围内。从动态范围的讨论部分,最优选择的地方同时渠道PPOT = -30 dBm引用到50Ω,这对应于-43伏特分贝。为达到这一目的，耦合因子与衰减的组合：

其中CB和CA为耦合系数，LB和LA为衰减因子，GAINNOM为名义DUT增益。如果两个端口都使用相同的耦合器，那么两个衰减器的差异可以补偿名义DUT增益。当实际增益为标称（名义上，实际没有增益）时，VMAG输出为900 mV，对应于0 dB。标称增益的变化表现为与900 mV或0 dB之间的偏差，按30 mV/dB的比例缩放。根据与DUT相关的标称插入相位，相位测量可能需要与其中一个通道串联的固定相移，以使标称相位差呈现给AD8302接近最佳90°点。

当插入相位为标称时，VPHS输出为900 mV。与标称值的偏差以10 mV/度的比例报告。表I给出了测量标称增益为10db、输入功率为-10dbm的放大器的建议分量值。

增益测量应用还可以以AM-AM(增益压缩)和AM-PM转换的形式监控增益和相位畸变。在这种情况下，标称增益和相位对应于那些在低输入信号水平。随着输入电平的增加，输出压缩和过剩相移作为与低电平情况的偏差进行测量。注意，为了正确运行，扫频输入的信号电平必须保持在AD8302的动态范围内。

反射计

AD8302可配置为测量入射到负载上并从负载上反射的信号的幅度比和相位差。向量反射系数Γ定义为:

测量的反射系数可用于计算某一特定负载条件下的阻抗失配或驻波比(SWR)。这被证明在测量可变负载阻抗时特别有用，比如天线，它会降低性能，甚至造成物理损伤。图13所示的矢量反射计由一对定向耦合器组成，它们对入射信号和反射信号进行采样。衰减器在AD8302的动态范围内重新定位两个信号电平。与式15、16相似，衰减因子和耦合系数分别为:

式中: ΓNOM为dB中的标称反射系数，对于无源荷载为负。考虑入射信号为10 dBm，标称反射系数为- 19db的情况。如图13所示，两边使用20 dB耦合器，POPT使用-30 dBm，通道A和通道B的衰减器分别为1 dB和20 dB。反射系数的大小和相位可以在VMAG和VPHS引脚得到，刻度为到30 mV/dB和10 mV/度时得到。当为Γ为- 19db时，VMAG输出为900 mV。

如果不处理板级细节，测量精度可能会受到影响。尽量减少串联耦合器之间的物理距离，因为额外的路径长度增加相位误差。保持从耦合器到AD8302的路径尽可能匹配，因为任何差异都会导致测量误差。耦合器的有限指向性D设置了最小可检测反射系数，即：