要求是放大信号频率为6.5mhz，通频带为150k。矩形系数在9.9左右
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所谓小信号调谐放大器，就是采用LC谐振回路作为选频负载的小信号放大器，如图2.1.1所示，输出谐振回路用于形成带通选频特性。此电路中，为了方便调试，输入端没有调谐电路，而是直接将信源接入，从而输入端总阻抗很低，故而晶体管极间电容Cb’c在输出端的MILLER
效应较小，对谐振回路的影响也较小。
关于MILLER效应,则需考察晶体管的小信号π模型。假设纯阻负载情况，其小信号等效电路可化简为如图2.1.2所示，其中源为戴维南等效源，即从Cb’e向源端看入的戴维南等效电压源vi，戴维南等效电阻Ri，则包括了信源内阻Rs、直流偏置电阻Rb=Rb1//Rb2，以及晶体管π模型中的rbb’、rb’c的综合影响，Co为Cce和负载电容CL的并联，Ro为rce和负载电阻RL的并联。
求该电路的传输函数，为在频率不是特别高的情况下，该传递函数可简化为单极点系统进行分析，
(2.1.2)
可见，该放大器的极点（高频响应）是由三个电容的时间常数共同决定的，
(2.1.3)
(2.1.4)
其中，Ri是Co、Cb’c开路时两端的总电阻，Ro是Cb’c、Cb’e开路时Co两端的总电阻，(Ri+Ro+gmRiRo)是开路时两端的总电阻。
一般教材讨论MILLER效应时，都是采用MILLER定理将跨接电容Cb’c折合到输入端和输出端，折合结果如下：
(2.1.5)
(2.1.6)
单向后，输入端和输出端的总时间常数由两个电阻确定，为
(2.1.7)
该时间常数和式（2.1.4)结果一致。正是因为两者一致，人们容易误认为式(2.1.5)和式(2.1.6)的MILLER等效就是真实的MILLER效应在放大器输入输出端的等效电容大小，而事实并非如此。式(2.1.5)和式(2.1.6)用MILLER定理给出的MILLER等效是在假设放大器为理想电压放大器(理想压控压源)情况下的分析结论，总时间常数几乎全部被折合到输入端并无疑问；然而晶体管并非理想压控源，它是—个压控流源，总时间常数被折合到输入端和输出端都是可行的，这一点可以从输入输出阻抗分析看出：假设Co被电感抵消，则从Cb’e右侧向晶体管看入的输入电容为
(2.1.8)
这和MILLER定理给出的结论相符，但是如果进一步计算输出端阻抗，假设Cb’e被电感抵消，则从Co左侧向晶体管看入的输出电容为
(2.1.9)
会发现输出端MILLER效应的影响并非像式(3.1.6)所示的那样可以被忽略不计。式(2.1.8)和式(2.1.9)这两个公式请读者自行分析确认，它们说明了MILLER效应对晶体管（压控流源）而言，在双端都是存在的而且都不可被忽视。
事实上，进一步的理论分析表明，在假设rbb’=0的情况下，如果作双共轭匹配，那么输入端需要用电感谐振掉的总输入电容为
(2.1.10)
而输出端需要用电感谐振掉的总输出电容为
(2.1.11)
可见晶体管的MILLER效应确实是双端同存的。
对图2.1.1所示的仅输出端调谐的放大器，由于输出端有谐振电感将输出电容抵偿，因此输入端MILLER效应仍然如式(2.1.8)表述的那样，但是因为输入端没有电感谐振抵偿输入端的电容，因而输入端电容会影响输出端的MILLER效应大小，输出端MILLER效应等效电容为
(2.1.12)
当频率很低时，它近似退化为式(2.1.9)，但频率很高时，它近似等于Cb’e。
本实验测试的内容包括：小信号调谐放大器的谐振频率f0,谐振时的电压放大倍Av，放大器的通频带B及选择性等。下面给出放大器这些性能指标的含义及测量方法。
(1) 谐振频率
电路调试中，定义谐振频率为电压增益最大的频点。将回路谐振频率调整到给定谐振頻率f0的方法是：①用扫频仪作为测最仪器，测出电路的幅频恃性曲线，调节变压器磁芯位置，改变电感置太小，将谐振曲线的峰值调整到外频标规定的谐振频率f0上。②也可以用频率为f0的正弦波信号源作为输入，由示波器观测输出信号，调节变压器磁芯位置，当是示波器达到达到最大时，则表明输出回路谐振在f0上。
谐振频率的理论公式为
(2.1.13)
式中，L为调谐回路电感线圈的电感量，CΣ为调谐回路的总电容，
(2.1.14)
其中，p1为变压器初级电感的部分接入系数，即初级线圈抽头上半部分匝数与总匝数之比，p2为变压器部分接入系数，为次级线圈和初级线圈匝数之比，CL为负载电阻两端的并联电容；Cce为晶体管输出电容，未知情况下一般假设其电容量为零；CM,out为晶体管的输出端MILLER等效电容，大小如式(2.1.12)所示，其中戴维南等效电阻在大多数偏置情况下，可以近似为
(2.1.15)
为了提高谐振回路的稳定性，实际电路中往往令式(2.1.14)中的回路电C远大于另外两项电容，使得CΣ主要由稳定性高的C来决定，从而谐振频率也主要由C来决定。
(2) 电压放大倍数
电压放大倍数为
(2.1.16)
式中，vL为负载RL两端电压，v’L为晶体管集电极电压。 为负载电阻等效到晶体管集电扱的等效电阻，R’p为谐振电路自身损耗等效谐振电阻Rp在晶体管输出端的等效电阻， 。
由于输入端包含了MILLER等效电容CM,out和晶体管输入电容Cb’e共同的影响，故而
虽在较低频率下可近似认为η=1，但在频率较高时，它却近似等于
(2.1.17)
可见，输入端MILLER效应电容对高频增益起到严重的压制作用，使得高频电压增益近似和频率成反比关系。除了幅频特性上的压制作用外，输出电压和输入电压之间还有超出180°之外的额外的相移，这个相移是由输入阻容提供的，为
(2.1.18)
Av的测置方法是：首先设置信号源，用示波器确认该设置，并记录vs；将信号源接入放大器、用示波器测量负载两端电压vL，则电压放大倍数为
(2.1.19)
或
(2.1.20)
如果需要换算为功率增益，则为
(2.1.21)
在Rs=50Ω，RL=1KΩ情况下，功率增益分贝数比电压增益分贝数小7dB。
(3) 通频带
由于谐振固路的带通选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，一般将电压放大倍数下降到比谐振频点f0最大放大倍数小3dB位置所对应的频带宽度称为为放大器的3dB带宽，也称通频带BW，
(2.1.22)
式中，f-3dB.H，f-3dB.L分别为电压增益下降3dB对应的高端频率和低端频率，QL为输出谐振回路的又在品质因数。这里假设输入端对幅频特性的影响可以忽略。
有载品质因数可以如此估算，
(2.1.23)
(2.1.24)
其中，GΣ是并联谐振回路总的等效并联电导；Gp是并联谐振回路未加任何负载时其自身损耗所等效的并联电导，主要是电感金属损耗和趋肤效应引起的损耗的等效电导； 是负载电导； 是晶体管π模型输出电阻rce的倒数；gM.out是晶体管跨导、跨接电容和输入电容在输出端的类似于MILLER效应的等效电导，在低频端可忽略不计。
通过测量放大器的谐振曲线确认通频带，测量方法可以是扫频法，也可以是逐点法。
① 扫频法：用扫频仪作为测量仪器，信号源作为外接频标确认精确的频点位置，显示通频带选频特性，找到最大点格数，比如7格，那么5格（=7格×0. 707)位置对应的两个频点之差为同频带宽。
② 逐点法：用信号源和示波器测量，步骤是：记录谐振频率f0及其对应的示波器输出幅度A0，改变高频信号发生器的頻率(保持其输出电压vs不变，由信号源保证，可用示波器确认），记录頻率f其对应的示波器幅度A(f)。逐点描绘该曲线，找到A=0.707A0对应的两个频点，其差为3dB带宽。
(4) 选择性
频率选择性可用带通选频特性的矩形系数来表示，一般定义为
(2.1.25)
常见的取α=60dB。实验室测试时，60dB对应的电压变化为1000倍，难以测量，因而往往取易于测量的α= 20dB，即找到A=0.lA0对应的两个频点，两个频点之差即为BW20dB，然后和前面获得的通频带BW3dB相比，即可得到K20dB这个矩形系数。
矩形系数越接近于1，谐振曲线的形状就越接近于矩形，选择性就越好。
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