开关电源是一个具有低输出阻抗的放大器。在大学控制系统课程所学的所有理论，都适用于线性和开关稳压器。在上面的实例中，输出电压高于电源电压，通常，这是做不到的。但是，放大器的输出级是一个DC/DC 升压稳压器，所以这是可能的。如果置输出到 4.5V，此电路称之为低压降稳压器，若输出是 2.5V，可把它称之为 NPN线性稳压器，如LM317。
本讲座将首先综术开关稳压器的基本工作原理，包括开关波形和元件选择准则；然后论述开关稳压器的控制方法；最后综述开关电容器变换器和线性稳压器。
DC/DC 变换器只是一个具有大动率输出级的放大器。它随着输出误差增加，其占空比也增加。当误差放大器（EA）输出与振荡器斜波电压相匹配时，RS 触发器复位关闭锁存。在稳态时，Driver 的输出的占空比将通过EA的输出自我调节，从而保持正确的输出电压。当 EA输出太小时，RS 触发器有可能复位保持高态，从而使输出导通锁存。
这种情况通常发生在轻负载时，因此需要在 EA 输出端加补偿。
所有 PWM变换器工作在这种基本状态。
降压稳压器 PWM比较器的输出到控制开关，使 SWITCH NODE（开关节点）上的电压波形具有 VOUT平均值。电感器和输出电容器构成一个低通滤波器，这样 DC电压以相当小的纹波呈现在输出端。
占空比 D定义为TON/T。VOUT=VAVE=VIN*D。此方程如同用于计算方波平均值的公式，幅度为 “ VIN”周期 T。宽度 “ TON” 。
若输出电流为零，则不需要续流二极管。事实上，对于非常小的输出电流，我们去掉二极管并用电阻器替代电感器。然而，降压稳压器主要应用在大的平均电流或要求效率的场合。在控制开关断路时，二极管为电感器电流续流提供通路。
降压稳压器只是一种在控制开关导通时输入和输出之间连接的拓扑结构。
第一个选择的元件是电感器。这将决定在其他元件中的所有电流。
有很多方法可确定电路最佳电感值。上面所建议的方法是通用的。这是电感大小，输出电压和峰值电流之间的好的折衷方案。
自利用上述方程以来，电容器技术有了巨大进步。具有很低 ESR 的电容器很容易得到。这可使人们减小电感（增加纹波）超过上述指标。
电感值是决定控制系统稳定度的主要因素。有时因某种原因要增大或减小电感值。减小电感值可允许用较小尺寸的电感器，增大电感值可允
许用较便宜的输出电容器。增大电感值会降低峰值电流，并可从较便宜的开关稳压器实现更大输出电流。
上述忽略栅驱动损耗，但对满载是良好的。
一个好的二极管和开关可改善效率，这通常成本较高。假定粉沫铁芯（MPP，KOOLMU）的电感器磁芯损耗为 I2R/2，铁氧体内 I2R/4。
图中更亮的划线示出电流如何随负载降低而减小。
在前面已划出开关节点电压波形。
注意：当开关处于导通时，控制开关电流与电感器电流一样。当开关处于关闭时，二极管电流与电感器一样。
输出电容器旁路来自电感器的剩余纹波电流，所以输出是 DC。若电容器是理想的则变换器的输出纹波将是小幅度 90度相移的正弦波。最低成本的电容器具有相当大的 ESR（ESR控制输出纹波）。然而，低 ESR的电容器正在迅速地变便宜。用陶瓷电容器能保证有足够大的电容量，这样环路是稳定的。
假定所有 AC电流流经输入电容器而不允许通过电路到输出端。这需要大的输入电容器。输入电容器需要处理大的 ACrms
电流而不过热，并保
持小的输入纹波电压。刚好不能接入非常小 ESR的陶瓷电容器，除非开关频率非常高或负载非常轻。也应注意，RMS 电流不随频率变化。所以 150 KHz设计所用电容器与 260 KHz设计所需电容是相同的。随着频率的增加，对输入电容的要求降低。
在输入端用钽电容要小心，电源和输入电容器之间没有电感器时，输入冲击电流可能会损坏它们。
图中绿线表示较小的电流条件。
在要求高效率的应用中，用另一个 MOSFET替代二极管。这称之为同步整流。同步整流意味着在开关 Q1截止时，不用外部二极管把 SW引脚连接到地来保持续流，在截止时间期间内部 FET Q2有效地被激励。同步整流的优点是在 Q2导通时所产生的电压降比二极管低。
在给出的实例中，Vin=12V，Vout=1.2V,D=10%。因此，在 90%的时间导通电流流经二极管。用 1.2Vout和 0.5V二极管，则电感器必须是1.7V源。这意味着只有功率的 12/17或 70% 供给负载。这种效率比较差。而同步 MOSFET 只有 0.1V，所以效率增加到 92%，这个效率是相当好的。要折衷考虑的是成本和复杂性。即使不用同步 FET，其效率仍然远远优于线性稳压器。
驱动器DH和DL根据开关的大小分别控制输出开关 Q1和 Q2，而不管它是单片还是外部，在此一个开关开始截止和另一开关开始导通之间的延迟为 10ns~50 ns。此“ 空载时间” 防止开关在同一时间导通，因此，避免电流直接从输入电源突入到地。
可增加一个肖特基二极管与低端 MOSFET并联来进一步改善效率：
（1）避免导通 Q2的体二极管可降低空载时间期间的导通损耗。
（2）消除与截止体二极管有关的反向恢复电流，可降低 Q1导通电流尖峰。由于在电流尖峰出现时跨接在 Q1上的电压仍然为高态，所以肖特基二极管也可降低 Q1的开关损耗。
（3）消除 Q2体二极管中的反向恢复损耗。
对于集成 MOSFET 的 IC，损耗降低也助于降低 IC 的功耗。
对于布线考虑，肖特基二极管需要放置在尽可能靠近 Q2处。肖特基二极管和 Q2环路中寄生电感将延迟肖特基二极管的导通。也可选用在同一封装中有肖特基二极管和 MOSFET的器件。
LM2647是一款双输出同步降压变换器控制器。上图只示出一个输出。选择 FET 的目标是使功耗最小而且是经济的。需要做的第一件事是了解工作电流和电压。然后，可以折衷考虑电压额定值，RDS（ON） 和栅电容这样的参量。
FET功耗有 3 方面：通导（导通电阻），栅充电（能量消耗在栅板和驱动器中）和开关（电压和电流在器件的线性区）。
通导损耗方程前面已给出，降低导通电阻可降低功耗。
栅充电损耗是由每个周期充电栅板电容，然后放电到地面引起的。其损耗为：
P=f• CG• VGATE
2=f •QG
•VGATE
它不是 1/2，因为损耗能量在驱动器中。所以，希望小的栅电容。可惜，最小导通电阻的 FET器件都具有较大的栅电容。
应折衷考虑 D 和绝对电压。若 Vin 是 5V 和 Vout是 3.3V，则对于 D=70% 其上端开关将承载更多平均电流。所有电压都是低的，所以，选择具有最小导通电阻的 FET，而不必担心栅电容。若 Vin 为16.8V（4 节锂电池）和 Vout是 1.8V（CPU 芯核电压），则对于 D=11% 其低端开关具有比上端开关更多的平均电流，而且可以用更低的栅电压进行激励。结果，选择上端 FET 具有更大的导通电阻和更小的栅电荷。注意：因为这种损耗与频率有关，所以在特大电流的电源中用非常大的 FET、大栅极电容，通过降低工作频率可提供更佳的设计。LM2647频率设置在 200KHz~500KHz。栅电容也影响开关损耗。若栅驱动器必须对一个大电容充电，则 FET 处于线性区的时间增大和损耗增加。栅电容越小，上升时间越快，开关损耗就越低。可惜，这会导致高频噪声。
上面的软启动实例来自 LM2597数据手册。软启动特性使启动电流从700mA降到 160 mA，并延迟和减慢输出电压上升时间。输入电源限定在其电流额定值情况下，启动电流降低是有用的，在某些应用中，可用软启动替代过压锁定或延迟起动功能。受开关器和电流限制而采用非常小饱和电流的电感时，软启动也是有用的。软启动防止大电流使电感饱和。启动期间的饱和电感器可导致电流限值，人为地限制占空比和输出不会发生。不用软启动解决此问题的另一种方法是用粉末铁芯或 MPP磁芯（它们具有适度的饱和特性）。
若希望非常慢的输出斜波，则软启动电容器可选比较大的。其时间可能达几秒或几分钟。对于 LM2597，可用下式求得所希望的时间：
dt = C x dV/I, 即dt = 0.068μF x (2.8-1.8V)/1.6μA = 42.5ms
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