目录
实验一 高频小信号调谐放大器实验
实验二 二极管双平衡混频器
实验三 非线性丙类功率放大器实验
实验四 三点式正弦波振荡器
实验五 模拟乘法器调幅（AM、DSB、SSB）
实验一 高频小信号调谐放大器实验
- 掌握高频小信号谐振电压放大器的电路组成与基本工作原理。
- 熟悉谐振回路的调谐方法及测试方法。
- 掌握高频谐振放大器处于谐振时各项主要技术指标意义及测试技能。
- 谐振频率的调整与测定。
- 主要技术性能指标的测定：谐振频率、谐振放大增益Avo及动态范围、通频带BW0.7、矩形系数Kr0.1。
1、1号板信号源模块 1块 2、2号板小信号放大模块 1块 3、6号板频率计模块 1块 4、示波器 SDS1102CML 5、高频信号发生器 SDG2102E 6、频率计 SP1500C
图1-1 单调谐小信号放大电路图 小信号谐振放大器是接收机的前端电路，主要用于高频小信号或微弱信号的线形放大。实验单元电路由晶体管N1和选频回路T1组成，不仅对高频小信号放大，而且还有选频作用。本实验中单调谐小信号放大的谐振频率为fs=10.7MHz。 放大器各项性能指标及测量方法如下： 1、谐振频率 放大器的调谐回路谐振时所对应的频率f0称为放大器的谐振频率，对于图1-1所示电路（也是以下各项指标所对应电路），f0的表达式为 
式中，L为调谐回路电感线圈的电感量；  为调谐回路的总电容， 的表达式为
式中， Coe为晶体管的输出电容；Cie为晶体管的输入电容；P1为初级线圈抽头系数；P2为次级线圈抽头系数。 谐振频率f0的测量方法是： 用扫频仪作为测量仪器，测出电路的幅频特性曲线，调变压器T的磁芯，使电压谐振曲线的峰值出现在规定的谐振频率点f0。 2、电压放大倍数 放大器的谐振回路谐振时，所对应的电压放大倍数AV0称为调谐放大器的电压放大倍数。AV0的表达式为 
式中， 为谐振回路谐振时的总电导。要注意的是yfe本身也是一个复数，所以谐振时输出电压V0与输入电压Vi相位差不是180o 而是为180o+Φfe。 AV0的测量方法是：在谐振回路已处于谐振状态时，用高频电压表测量图1-1中输出信号V0及输入信号Vi的大小，则电压放大倍数AV0由下式计算： AV0 = V0 / Vi 或 AV0 = 20 lg (V0 /Vi) dB 3、通频带 由于谐振回路的选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，习惯上称电压放大倍数AV下降到谐振电压放大倍数AV0的0.707倍时所对应的频率偏移称为放大器的通频带BW，其表达式为 BW = 2△f0.7 = f0/QL 式中，QL为谐振回路的有载品质因数。 分析表明，放大器的谐振电压放大倍数AV0与通频带BW的关系为 
上式说明，当晶体管选定即yfe确定，且回路总电容 为定值时，谐振电压放大倍数AV0与通频带BW的乘积为一常数。这与低频放大器中的增益带宽积为一常数的概念是相同的。 通频带BW的测量方法：是通过测量放大器的谐振曲线来求通频带。测量方法可以是扫频法，也可以是逐点法。逐点法的测量步骤是：先调谐放大器的谐振回路使其谐振，记下此时的谐振频率f0及电压放大倍数AV0然后改变高频信号发生器的频率（保持其输出电压VS不变），并测出对应的电压放大倍数AV0。由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以放大器的谐振曲线如图1-2所示。  可得： 
通频带越宽放大器的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频宽，同时又能提高放大器的电压增益，除了选用yfe较大的晶体管外，还应尽量减小调谐回路的总电容量CΣ。如果放大器只用来放大来自接收天线的某一固定频率的微弱信号，则可减小通频带，尽量提高放大器的增益。 
图1-3 双调谐小信号放大电路图 为了克服单调谐回路放大器的选择性差、通频带与增益之间矛盾较大的缺点，可采用双调谐回路放大器。双调谐回路放大器具有频带宽、选择性好的优点，并能较好地解决增益与通频带之间的矛盾，从而在通信接收设备中广泛应用。 在双调谐放大器中，被放大后的信号通过互感耦合回路加到下级放大器的输入端，若耦合回路初、次级本身的损耗很小，则均可被忽略。 1、电压增益为 
2、通频带 为弱耦合时，谐振曲线为单峰； 为强耦合时，谐振曲线出现双峰； 临界耦合时，双调谐放大其的通频带 BW = 2△f0.7 =  fo/QL （一）单调谐小信号放大器单元电路实验 
单调谐小信号放大电路连线框图
注：图中符号 表示高频连接线。 | | | 1号板：RF OUT1 （Vp-p=200mV f=10.7M） | | | | | |
- 用示波器观测TP3，调节①号板信号源模块，使之输出幅度为200mV、频率为10.7MHz正弦波信号。
- 顺时针调节W1到底，用示波器观测TP1，调节中周，使TP1幅度最大且波形稳定不失真。
保持输入信号频率不变，调节信号源模块的幅度旋钮，改变单调谐放大电路中输入信号TP3的幅度。用示波器观察在不同幅度信号下TP1处的输出信号的峰值电压，并将对应的实测值填入下表，计算电压增益Avo。在坐标轴中画出动态曲线。
- 保持输入信号幅度不变，调节信号源的频率旋钮，改变单调谐放大电路中输入信号TP3的频率。用示波器观察在不同频率信号下TP1处的输出信号的峰值电压，并将对应的实测值填入下表，在坐标轴中画出幅度-频率特性曲线。若配有扫频仪，可用扫频仪观测回路谐振曲线。
幅度-频率特性测试 - 调节信号频率，测试并计算出Bw0.1。
- 计算矩形系数Kr0.1。
双调谐小信号放大电路连线框图 注：图中符号表示高频连接线。 | | | 1号板：RF OUT1 （Vp-p=150mV f=465K） | | | | | |
- 用示波器观测TP6，调节①号板信号源模块，使之输出幅度为150mV、频率为465KHz正弦波信号。
- 顺时针调节W1到底，反复调节中周T2和T3，使TP7幅度最大且波形稳定不失真。
保持输入信号频率不变，调节信号源模块的幅度旋钮，改变单调谐放大电路中输入信号TP6的幅度。用示波器观察在不同幅度信号下TP7处的输出信号的峰值电压，并将对应的实测值填入下表，计算电压增益Avo。在坐标轴中画出动态曲线。
- 保持输入信号幅度不变，调节信号源的频率旋钮，改变单调谐放大电路中输入信号TP6的频率。用示波器观察在不同频率信号下TP7处的输出信号的峰值电压，并将对应的实测值填入下表，在坐标轴中画出幅度-频率特性曲线。若配有扫频仪，可用扫频仪观测回路谐振曲线。
幅度-频率特性测试
- 写明实验目的。
- 画出实验电路原理图，并说明其工作原理。
- 整理实验数据，将表格转换成坐标轴的形式，并得出结论。
实验二 二极管双平衡混频器
一、实验目的 - 掌握二极管双平衡混频器频率变换的物理过程。
- 掌握晶体管混频器频率变换的物理过程和本振电压V0和工作电流Ie对中频转出电压大小的影响。
- 掌握集成模拟乘法器实现的平衡混频器频率变换的物理过程。
- 比较上述三种混频器对输入信号幅度与本振电压幅度的要求。
二、实验内容 - 研究二极管双平衡混频器频率变换过程和此种混频器的优缺点。
- 研究这种混频器输出频谱与本振电压大小的关系。
三、实验仪器 - 1号板 1块
- 6号板 1块
- 3 号板 1块
- 7 号板 1块
- 双踪示波器 1台
四、实验原理与电路 
图3-1 二极管双平衡混频器 二极管双平衡混频器的电路图示见图3-1。图中VS为输入信号电压，VL 为本机振荡电压。在负载RL上产生差频和合频，还夹杂有一些其它频率的无用产物，再接上一个滤波器（图中未画出） 二极管双平衡混频器的最大特点是工作频率极高，可达微波波段，由于二极管双平衡混频器工作于很高的频段。图3-1中的变压器一般为传输线变压器。 二极管双平衡混频器的基本工作原理是利用二极管伏安特性的非线性。众所周知，二极管的伏安特性为指数律，用幂级数展开为 
当加到二极管两端的电压v为输入信号VS和本振电压VL之和时，V2项产生差频与和频。其它项产生不需要的频率分量。由于上式中u的阶次越高，系数越小。因此，对差频与和频构成干扰最严重的是v的一次方项（因其系数比v2项大一倍）产生的输入信号频率分量和本振频率分量。 用两个二极管构成双平衡混频器和用单个二极管实现混频相比，前者能有效的抑制无用产物。双平衡混频器的输出仅包含（pωL±ωS）（p为奇数）的组合频率分量，而抵消了ωL、ωC以及p为偶数（pωL±ωS）众多组合频率分量。 下面我们直观的从物理方面简要说明双平衡混频器的工作原理及其对频率为ωL及ωS的抑制作用。 
（a） 
（b） 图3-2 双平衡混频器拆开成两个单平衡混频器 在实际电路中，本振信号VL远大于输入信号VS。在VS变化范围内，二极管的导通与否，完全取决于VL。因而本振信号的极性，决定了哪一对二极管导通。当VL上端为正时，二极管D3和D4导通，D1和D2截止；当 上端为负时，二极管D1和D2导通，D3和D4截止。这样，将图3-1所示的双平衡混频器拆开成图3-2（a）和（b）所示的两个单平衡混频器。图3-2（a）是VL上端为负、下端正期间工作；3-2（b）是VL上端为正、下端为负期间工作。 由图3-2（a）和（b）可以看出，VL单独作用在RL上所产生的ωL分量，相互抵消，故RL上无ωL分量。由VS产生的分量在VL上正下负期间，经D3产生的分量和经D4产生的分量在RL上均是自下经上。但在VL下正上负期间，则在RL上均是自上经下。即使在VL一个周期内，也是互相抵消的。但是VL的大小变化控制二极管电流的大小，从而控制其等效电阻，因此VS在VL瞬时值不同情况下所产生的电流大小不同，正是通过这一非线性特性产生相乘效应，出现差频与和频。 2、电路说明 模块电路如图3-3所示，这里使用的是二极管双平衡混频模块ADE-1，该模块内部电路如图3-5所示。在图3-3中，本振信号VL由P3输入，射频信号VS由P1输入， 它们都通过ADE-1中的变压器将单端输入变为平衡输入并进行阻抗变换，TP8为中频输出口，是不平衡输出。 
图3-3 二极管双平衡混频 
图3-5 ADE-1内部电路 在工作时，要求本振信号VL>VS。使4只二级管按照其周期处于开关工作状态，可以证明，在负载RL的两端的输出电压（可在TP8处测量）将会有本振信号的奇次谐波（含基波）与信号频率的组合分量，即pωL±ωS（p为奇数），通过带通滤波器可以取出所需频率分量ωL+ωS（或ωL—ωS -）。由于4只二极管完全对称，所以分别处于两个对角上的本振电压VL和射频信号VS不会互相影响，有很好的隔离性；此外，这种混频器输出频谱较纯净，噪声低，工作频带宽，动态范围大，工作频率高，工作频带宽，动态范围大，缺点是高频增益小于1。 N1、C5、T1组成谐振放大器，用于选出我们需要的频率并进行放大，以弥补无源混频器的损耗。 五、实验步骤 - 熟悉实验板上各元件的位置及作用；
- 按下面框图所示，进行连线
 图3-4 双平衡混频连线框图
- 将3号板SW1拨为晶体振荡器，即拨码开关S1 为“10”，S2拨为“01”。
- 用示波器观察7号板混频器输出点TP8波形，观测7号板混频输出TP2处波形（调节7号板中周T1使输出最大），并读出频率计上的频率。（如果使用数字示波器，可以使用FFT功能观测TP8的频谱）
- 调节本振信号幅度，重做步骤3~4。
六、实验报告要求 - 写出实验目的和任务
- 计算MIX混频增益
- 画出7号板混频器输出点TP2、TP8波形
实验三 非线性丙类功率放大器实验
- 了解丙类功率放大器的基本工作原理，掌握丙类放大器的调谐特性以及负载改变时的动态特性。
- 了解高频功率放大器丙类工作的物理过程以及当激励信号变化对功率放大器工作状态的影响。
- 比较甲类功率放大器与丙类功率放大器的特点
- 掌握丙类放大器的计算与设计方法。
- 观察高频功率放大器丙类工作状态的现象，并分析其特点
- 测试丙类功放的调谐特性
- 测试丙类功放的负载特性
- 观察激励信号变化、负载变化对工作状态的影响
- 实验仪器
- 信号源模块 1块
- 频率计模块 1块
- 8 号板 1块
- 双踪示波器 1台
- 频率特性测试仪（可选） 1台
- 万用表 1块
放大器按照电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型。功率放大器电流导通角 越小，放大器的效率 越高。 甲类功率放大器的 ，效率 最高只能达到50%，适用于小信号低功率放大，一般作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。 非线性丙类功率放大器的电流导通角 ，效率可达到80%，通常作为发射机末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。特点：非线性丙类功率放大器通常用来放大窄带高频信号(信号的通带宽度只有其中心频率的1％或更小)，基极偏置为负值，电流导通角 ，为了不失真地放大信号，它的负载必须是LC谐振回路。 电路原理图如图7-1(见P.48)所示，该实验电路由两级功率放大器组成。其中N4、T5组成甲类功率放大器，工作在线性放大状态，其中R14、R15、R16组成静态偏置电阻。N4、T6组成丙类功率放大器。R18为射极反馈电阻，T6为谐振回路，甲类功放的输出信号通过R17送到N4基极作为丙放的输入信号，此时只有当甲放输出信号大于丙放管N4基极－射极间的负偏压值时，Q4才导通工作。与拨码开关相连的电阻为负载回路外接电阻，改变S1拨码开关的位置可改变并联电阻值，即改变回路Q值。 下面介绍甲类功放和丙类功放的工作原理及基本关系式。 1、甲类功率放大器 如图7-1所示，甲类功率放大器工作在线性状态，电路的静态工作点由下列关系式确定： 
如图7-1所示，甲类功率放大器的输出负载由丙类功放的输入阻抗决定，两级间通过变压器进行耦合，因此甲类功放的交流输出功率P0可表示为： 
式中， 为输出负载上的实际功率， 为变压器的传输效率，一般为 ＝0.75～0.85 图7-2为甲类功放的负载特性。为获得最大不失真输出功率，静态工作点Q应选在交流负载线AB的中点，此时集电极的负载电阻RH称为最佳负载电阻。集电极的输出功率PC的表达式为： 
式中，Vcm为集电极输出的交流电压振幅；Icm为交流电流的振幅，它们的表达式分别为： 
式中，VCES称为饱和压降，约1V 
图7-2 甲类功放的负载特性 如果变压器的初级线圈匝数为N1，次级线圈匝数为N2，则 
式中， 为变压器次级接入的负载电阻，即下级丙类功放的输入阻抗。 与电压放大器不同的是功率放大器有一定的功率增益，对于图7-1所示电路，甲类功率放大器不仅要为下一级功放提供一定的激励功率，而且还要将前级输入的信号进行功率放大，功率放大增益Ap的表达式为 
其中，Pi为放大器的输入功率，它与放大器的输入电压uim及输入电阻Ri的关系为 
2、丙类功率放大器 1）基本关系式 丙类功率放大器的基极偏置电压VBE是利用发射极电流的直流分量IEO（≈ICO）在射极电阻上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号 为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压vc1,电流ic1。图7-3画出了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流、电压波形关系。分析可得下列基本关系式： 
式中， 为集电极输出的谐振电压及基波电压的振幅； 为集电极基波电流振幅； 为集电极回路的谐振阻抗。 
式中，PC为集电极输出功率  式中，PD为电源VCC供给的直流功率；ICO为集电极电流脉冲iC的直流分量。 放大器的效率 为 
图7-3 丙类功放的基极/集电极电流和电压波形 2）负载特性 当放大器的电源电压＋VCC，基极偏压vb，输入电压(或称激励电压)vsm确定后，如果电流导通角选定，则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻Rq。谐振功率放大器的交流负载特性如图7-4所示。 由图可见，当交流负载线正好穿过静态特性转移点A时，管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降VCES，集电极电流脉冲接近最大值Icm。 此时，集电极输出的功率PC和效率 都较高，此时放大器处于临界工作状态。Rq所对应的值称为最佳负载电阻，用R0表示，即 
当Rq﹤R0时，放大器处于欠压状态，如C点所示，集电极输出电流虽然较大，但集电极电压较小，因此输出功率和效率都较小。当Rq﹥R0时，放大器处于过压状态，如B点所示，集电极电压虽然比较大，但集电极电流波形有凹陷，因此输出功率较低，但效率较高。为了兼顾输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。判断放大器是否为临界工作状态的条件是： 
图7-5 非线性丙类功率放大电路连线框图
| | | 信号源：RF OUT1 （Vp-p =300mV f=10.7M） | | | | | |
- 在前置放大电路输入端P5处输入频率
 ＝10.7MHz（测试点TP7，Vp-p≈300mV）的高频信号， 调节中周T5，使TP15处信号约为3.5V。调节T6，使TP9幅度最大。
调谐特性的测试 将S1设为“0000”，以0.5MHz为步进从9MHz～15MHz改变输入信号频率，记录TP9处的输出幅度，填入表7-1。 表7-1 负载特性的测试 将信号源调至10.7M，RF幅度为300mV。8号板负载电阻转换开关S1(第4位没用到)依次拨为“1110”，“0110”和“0100”，用示波器观测相应的Vc（TP9处观测）值和Ve（TP8处观测）波形，描绘相应的ie波形，分析负载对工作状态的影响。表中的R19=18欧，R20=51欧，R21=100欧。
表7-2 Vb＝6V f＝10.7MHz VCC＝5V 先将TP8调成对称的凹陷波形，然后使输入信号由大到小变化，用示波器观察ie波形的变化（观测ie波形即观测Ve波形，ie＝Ve/R16+R17），用示波器在TP8处观察
- 整理实验数据，并填写表7-1、7-2。
- 对实验参数和波形进行分析，说明输入激励电压、负载电阻对工作状态的影响。
- 分析丙类功率放大器的特点、
实验四 三点式正弦波振荡器
一、实验目的
- 掌握三点式正弦波振荡器电路的基本原理，起振条件，振荡电路设计及电路参数计算。
- 通过实验掌握晶体管静态工作点、反馈系数大小、负载变化对起振和振荡幅度的影响。
- 研究外界条件（温度、电源电压、负载变化）对振荡器频率稳定度的影响。
二、实验内容 - 熟悉振荡器模块各元件及其作用。
- 进行LC振荡器波段工作研究。
- 研究LC振荡器中静态工作点、反馈系数以及负载对振荡器的影响。
- 测试LC振荡器的频率稳定度。
1、模块 3 1块 2、频率计模块 1块 3、双踪示波器 1台 4、万用表 1块 
图5-1 正弦波振荡器（4.5MHz） 将开关S1的1拨下2拨上， S2全部断开，由晶体管N1和C3、C10、C11、C4、CC1、L1构成电容反馈三点式振荡器的改进型振荡器——西勒振荡器，电容CCI可用来改变振荡频率。 
振荡器的频率约为4.5MHz （计算振荡频率可调范围） 振荡电路反馈系数 F= 振荡器输出通过耦合电容C5（10P）加到由N2组成的射极跟随器的输入端，因C5容量很小，再加上射随器的输入阻抗很高，可以减小负载对振荡器的影响。射随器输出信号经N3调谐放大，再经变压器耦合从P1-输出。
- 根据图5-1在实验板上找到振荡器各零件的位置并熟悉各元件的作用。
- 研究振荡器静态工作点对振荡幅度的影响。
1）将开关S1拨为“01”，S2拨为“00”，构成LC振荡器。 2）改变上偏置电位器W1，记下N1发射极电流Ieo(= ，R11=1K)（将万用表红表笔接TP2，黑表笔接地测量VE），并用示波测量对应点TP4的振荡幅度VP-P，填于表5-1中，分析输出振荡电压和振荡管静态工作点的关系。
表5-1 分析思路：静态电流ICQ会影响晶体管跨导gm，而放大倍数和gm是有关系的。在饱和状态下（ICQ过大），管子电压增益AV会下降，一般取ICQ=（1~5mA）为宜。 将频率计接于P1处，改变CC1，用示波器从TP8观察波形及输出频率的变化情况，记录最高频率和最低频率填于5-2表中。 表5-2
- 实验报告要求
- 记录实验箱序号
- 分析静态工作点、反馈系数F对振荡器起振条件和输出波形振幅的影响，并用所学理论加以分析。
计算实验电路的振荡频率fo，并与实测结果比较。
实验五 模拟乘法器调幅（AM、DSB、SSB）
一、实验目的 - 掌握用集成模拟乘法器实现全载波调幅、抑制载波双边带调幅和音频信号单边带调幅的方法。
- 研究已调波与调制信号以及载波信号的关系。
- 掌握调幅系数的测量与计算方法。
- 通过实验对比全载波调幅、抑制载波双边带调幅和单边带调幅的波形。
- 了解模拟乘法器（MC1496）的工作原理，掌握调整与测量其特性参数的方法。
二、实验内容 - 实现全载波调幅，改变调幅度，观察波形变化并计算调幅度。
- 实现抑制载波的双边带调幅波。
- 实现单边带调幅。
三、实验仪器 - 信号源模块 1块
- 频率计模块 1块
- 4 号板 1块
- 双踪示波器 1台
- 万用表 1块
四、实验原理及实验电路说明 幅度调制就是载波的振幅（包络）随调制信号的参数变化而变化。本实验中载波是由高频信号源产生的465KHz高频信号，1KHz的低频信号为调制信号。振幅调制器即为产生调幅信号的装置。 集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分离器件如二极管和三极管要简单得多，而且性能优越。所以目前无线通信、广播电视等方面应用较多。集成模拟乘法器常见产品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。 1)MC1496的内部结构 在本实验中采用集成模拟乘法器MC1496来完成调幅作用。MC1496是四象限模拟乘法器，其内部电路图和引脚图如图10-1所示。其中V1、V2与V3、V4组成双差分放大器，以反极性方式相连接，而且两组差分对的恒流源V5与V6又组成一对差分电路，因此恒流源的控制电压可正可负，以此实现了四象限工作。V7、V8为差分放大器V5与V6的恒流源。  
图10-1 MC1496的内部电路及引脚图 2）静态工作点的设定 (1)静态偏置电压的设置 静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集-基极间的电压应大于或等于2V，小于或等于最大允许工作电压。根据MC1496的特性参数，对于图10-1所示的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为0时）应满足下列关系，即 ν8=ν10, ν1=ν4, ν6=ν12 15V≥ν6 (ν12)－ν8 (ν10)≥2V 15V≥ν8 (ν10)－ν1 (ν4)≥2V 15V≥ν1 (ν4)－ν5≥2V (2)静态偏置电流的确定 静态偏置电流主要由恒流源I0的值来确定。 当器件为单电源工作时，引脚14接地，5脚通过一电阻VR接正电源+VCC由于I0是I5的镜像电流，所以改变VR可以调节I0的大小，即 
当器件为双电源工作时，引脚14接负电源-Vee，5脚通过一电阻VR接地，所以改变VR可以调节I0的大小，即 
根据MC1496的性能参数，器件的静态电流应小于4mA，一般取 。在本实验电路中VR用6.8K的电阻R15代替. 2、实验电路说明 用MC1496集成电路构成的调幅器电路图如图10-2（见P.65）所示。 图中W1用来调节引出脚1、4之间的平衡，器件采用双电源方式供电（＋12V，－8V），所以5脚偏置电阻R15接地。电阻R1、R2、R4、R5、R6为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态。载波信号加在V1－V4的输入端，即引脚8、10之间；载波信号Vc经高频耦合电容C1从10脚输入，C2为高频旁路电容，使8脚交流接地。调制信号加在差动放大器V5、V6的输入端，即引脚1、4之间，调制信号VΩ经低频偶合电容E1从1脚输入。2、3脚外接1KΩ电阻，以扩大调制信号动态范围。当电阻增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减小。已调制信号取自双差动放大器的两集电极（即引出脚6、12之间）输出。
五、实验步骤 1、连线框图如图10-2所示 
图10-2 模拟乘法器调幅连线框图 | | | 信号源：RF OUT1 （Vp-p =600mV f=465K） | | | 信号源：低频输出 （Vp-p =100mV f=1K） | | |
抑制载波振幅调制： 1）P1端输入载波信号，调节平衡电位器W1，使输出信号VO（t）（TP6）中载波输出幅度最小（此时MC1496的1、4脚电压相等）。 2）再从P3端输入音频信号（正弦波），逐渐增加输入音频信号频率，观察TP6处最后出现如图10-3所示的抑制载波的调幅信号。（将音频信号频率调至最大，即可测得清晰的抑制载波调幅波） 
图10-3 抑制载波调幅波形 全载波振幅调制： 1）先将P1端输入载波信号，调节平衡电位器W1，使输出信号VO（t）（TP6）中有载波输出（此时V1与V4不相等, 即MC1496的1、4脚电压）。 2）再从P3端输入音频信号（正弦波），逐渐增大音频信号频率，TP6最后出现如图11-4所示的有载波调幅信号的波形，记下AM波对应Vmax和Vmin，并计算调幅度m。 
图10-4 普通调幅波波形 抑制载波单边带振幅调制： 1）步骤同抑制载波振幅调制，将音频信号频率调到10KHz，从P5（TP7）处观察输出波形。
- 比较全载波调幅、抑制载波双边带调幅和抑制载波单边带调幅的波形。
六、实验报告要求 1、整理实验数据，画出实验波形。 2、画出调幅实验中m＝30％、m＝100％、m > 100% 的调幅波形,分析过调幅的原因。 3、画出当改变W1时能得到几种调幅波形，分析其原因。 4、画出全载波调幅波形、抑制载波双边带调幅波形及抑制载波的单边带调幅波形，比较三者区别。
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