2000W交错式PFC设计电路，现在分享给大家参考，交错设计大大缩小了变压器尺寸，详情请看附件
STEVAL-IPFC12V1 2 kW双通道交错PFC，带STNRGPF12数字控制器，具有浪涌电流控制功能
唐上景翻译
STEVAL-IPFC12V1是用于STNRGPF12数字可配置IC的2千瓦交错PFC评估板，它能够管理浪涌电流，并在工业应用的交错PFC中驱动最多两个通道。评估板实现了高功率密度，这是由于紧凑的布局和小磁性元件，这是可能的，因为交错效应。 此外，为了满足IEC 61000-3标准的电气设备。 STNRGPF12控制器嵌入在单独的控制板上，实现混合信号（模拟/数字）平均CCM中固定频率的电流模式控制。模拟部分确保循环电流调节，而数字部分控制管理非时间关键型操作，提供进一步的灵活性。 通过使用专用的软件工具，可以为不同的应用定制设备。
危险： 评估板使用的电压水平可能导致严重伤害甚至死亡。 断开输入电源后，不要立即触摸任何电路板，因为已充电的电容器需要时间放电。 由于高功率密度，电路板组件和散热器在接触时会变得非常热并导致严重烧伤。
此电路板供具备适当资格并熟悉电路的熟练技术人员使用 电力电子系统的安装、使用和维护。同样的人员必须了解并应用国家事故预防规则。 电气安装应按照适当的要求完成（例如，导线的横截面积、熔断和接地连接）。
二.功能概述 1.I/O测量信号 2.模拟电路 3.功率级 4.数字控制部分 当提供适当范围内的交流输入电压时，辅助电源开始供电STNRGPF12和驱动器的电压。数字励磁涌流控制启动，直流输出电压增加到线路输入电压的峰值。 I/O测量信号用于： ?验证启动和运行条件（例如，50/60 Hz，负载/空载启动等） ?调节直流输出电压 ?产生前馈补偿、断相和电流平衡功能 ?触发冷却系统和安全关闭（例如，由于电压过高或过低） STNRGPF12输出正弦电流基准（SIN_REF），用于执行输入电流调节模拟电路，为三角载波PWM调制提供信号（三角形参考、输出π[2]、[3]）。 PWM信号（PWM0、PWM1）驱动两个交错通道，而使用SCR1和SCR2引脚打开混合输入桥的两个SCR。 在许多应用中，从电信到普通工业电源（SMPS），有源功率因数校正（PFC）变换器被用作AC/DC转换的第一级，以获得与电网电压同步的正弦输入电流。 PFCs允许任何下游电器出现一个纯电阻负载，并提高整体电网效率。
三.功率因数（PF）-定义 连接到电网的负载所吸收的总功率称为视在功率，它包括两个部分： 1实际功率：系统中实际产生功（如运动、加热）的功率。 2无功功率：正常运行所需的感性负载。实际功率与视在功率之比称为功率因数（PF）： 在实际系统中，PF可计算为：
?cos?=位移系数：输入电流和线电压之间的相移。  畸变因子：由于输入电流的谐波分量而导致的功率因数下降。总谐波失真（THD）考虑了输入电流谐波相对于基波分量的振幅：
?I1=基频输入电流 ?Ii=输入电流的第i次谐波 理想的情况是使位移系数尽可能低，从而使视在功率最小，从而降低发电机和输电线路的规模和成本。
四，Active PFC 由于boost电路的设计和驱动相对简单，因此它们是实现PFC的首选拓扑结构。 boost PFC预调节器接收来自桥式整流器的输入，并提供恒定的直流输出电压（高于峰值线电压），同时以两倍的线频率形成输入电流。 第二个转换级为一般的直流或交流负载提供适当的电压。
如上图所示，切换周期（Tsw）可分为以下间隔： 1在这期间，电感器电流通过开关线性增加（S=1）。 2在开关闭合（S=0）后，电感器电流通过升压二极管流向负载。 根据TOFF期间电感器电流下降的水平定义以下操作模式： 1连续_导_通_模式_ （ _CCM_ ）_ 2不连续传导模式（DCM） 3.临界传导模式(CrM) CCM具有输入峰值电流低（关断损耗小）、输入电流THD低、功率因数高等优点，是大功率PFC变换器的首选模式。 然而，CCM产生高导通开关损耗（硬开关），这就是为什么并行解决方案通常更可取的原因。 五.交错 交织是指将两个或多个小级（信道）而不是一个较大的信道并行。交织的优点是以电路简单性为代价的，因此这种结构通常用于600W以上的大功率应用。 在正常运行期间，PWM驱动信号的异相量如下： 总功率在并联电路之间共享。 与传统的单级PFC相比，交错拓扑具有以下优点： ?降低输入电流纹波 ?EMI滤波器体积减小 ?减少电感器体积、 ?输出电容器RMS电流值降低 ?更好的交换机电源管理 ?由于通道电源管理，效率更高 通过交错，等效电感电流纹波降低，并完全消除某些占空比值（例如，对于双通道升压，D=0.5；对于三通道PFC，D=0.33和D=0.66）。 由于较高的等效开关频率，因此可以减小EMI滤波器的尺寸。 下图显示了单通道PFC相对于3通道交错解决方案在电感尺寸上的差异。三通道解决方案的体积减少了40%以上。 根据负载百分比（断相），也可以通过启用或禁用并联通道来提高转换器效率。 即使交错导致交换机数量的增加，它们仍然更小，成本更低，因为交换机只管理总功率的一部分。交织还允许在信道上更均匀地分配功耗。
六，混合信号法 可编程数字解决方案可以在电源的整个输入和输出范围内提供足够的调节，而单靠模拟集成电路往往无法提供。然而，全数字化解决方案要求高性能微控制器能够管理电流控制回路的高带宽。 一个很好的折衷方案是混合信号控制，其中： ?电流回路由硬件模拟补偿器管理，确保逐周期调节。 ?电压回路由成本相对较低的数字控制器管理，该控制器提供输出电压调节和非时间关键功能，如倍增器、前馈补偿以及输入和输出电压的欠压或过压保护。 对于不包括DAC的低端控制器，可以通过PWM波形生成电流基准，然后对其进行滤波以成为电流回路的正弦基准（Iref）。 STNRGPF12双通道交错CCM PFC数字控制器提供了一个非常高端的数字解决方案的优势，没有模拟控制器的典型限制。 STNRGPF12可使用混合信号（模拟/数字）平均值以固定频率驱动CCM中的PFC电流模式控制（ACM）提供较低的电感器纹波电流，较少的EMI滤波，降低有效值输入电流和高功率水平运行。 下图显示了电压和电流回路的级联控制，通过调节总平均电感器电流来确定输出电压 这种类型的控制设计用于快速瞬态响应，以避免在电源电压突然变化或出现负载电流阶跃时输出电压出现较大的过冲和欠冲。 系统的工作方式如下： 1输出电压反馈vout-fb和参考vout-ref之间的差被发送到数字PI，该PI计算峰值总输入平均电流ipk-ref。 2. PFC电流基准在内部生成，并作为PWM波形退出I/O FFD块；滤波后，它成为内部电流回路（模拟部分，红色虚线）的总平均正弦输入电流参考itot_ref。SCR驱动信号也由I/O FF块提供。 3. 电流基准itot?ref和输入电流反馈itot?fb之间的差值被发送到模拟PI；通过比较模拟PI输出vctrl和在开关频率下触发的三角波V来产生主PWM信号。 4最后，交错产生两个180°相移PWM信号来驱动两个功率开关。
七. 转换器建模 交错boost变换器小信号传递函数通过以下操作获得： 1状态空间平均法（SSA），用于平均变换器在一个开关周期内的行为，因此得到的小信号模型只有在控制环路带宽适当低于开关频率时才有效。 2用Taylor级数对运算进行线性化重点。重点小信号传递函数有助于计算PI调节器参数，满足控制回路的带宽和相位裕度要求。 为了简单起见，我们假设： ?转换器仅在CCM模式下工作。 ?理想的有源和无源元件。 ?并联升压电感器相同，总功率在通道间对称分配。 ?忽略对主电压的扰动，假设电压在几个开关周期内保持恒定。 八.电流回路设计 注：在下列方程式中，字母上方的波浪号（~）表示小信号变量，大写字母表示稳态工作点变量控制输入电流传递函数为： 哪里： ?i?tot=小信号总输入平均电感电流 ?i?tot?ref=小信号总输入平均电流参考 ?i?tot_fb=小信号总输入平均电感电流传感 ?e?i=小信号电流误差 ?v?ctrl=小信号控制电压（模拟PI输出） ??=小信号占空比 ?Vpk_trina=三角波的峰间电压（开关频率下的载波） ?KPI_out=用于匹配PI最大输出电压和Vpk_三角形（电阻分压器）的比例因子 ?VIN=rms输入电压 ?VOUT=rms输出电压 ?POUT=输出功率 ?Nc?=通道数量 ?LPFC=单通道升压电感 ?COUT=输出电容器 ??=估计效率 ?Ai=输入电流感应增益 ?Ci s=输入电流补偿器传递函数 虽然该公式表明gis取决于信道数和工作输入电压，但下图显示它们不会影响高频（电流环交叉频率）下的Bode图行为。 因此，GIS可以简化为： 典型的PI补偿器传递函数为： 基于一般的Bode准则，以下方程确保了系统在期望带宽（交叉脉冲）和相位裕度PMi?de（交叉脉冲）下的稳定性 电流环交叉频率  必须在以下范围内选择： 这里： ?fline=线路电压频率 ?fsw=开关频率 这种关系对于良好的输入电流调节和开关噪声抗扰度是必要的。电流环的交叉频率和相位裕度通常选择为： 因此，补偿器参数的计算公式如下 由于电流回路是在硬件中执行的，因此使用了PI II型运算放大器补偿器： 传递函数为： 将式（7）与式（13）相比较，式（13）中出现了额外的高频极。它由电容器Cfp决定，通常设置在开关频率的一半到一个之间，以在不干扰电流回路调节的情况下衰减开关噪声：
补偿器的比例和积分增益决定了无源网络的设计： 因为我们需要从三个方程中计算出四个分量，所以必须设置电容器CfZ。由于高频极，实际相位裕度降低了几度（相对于简单的PI补偿器），通过使用稍大的相位裕度进行补偿。 九.电压回路设计 注： 在以下方程式中，字母上方的波浪号（~）表示小信号变量，大写字母表示稳态工作点变量控制到输出电压的传递函数为： 但在这种情况下，利用输入电流到输出电压的传递函数是有用的：
哪里： ?v?out=小信号输出电压 ?v?out_fb=小信号输出电压感测 ?v?dc_ref=小信号输出参考电压 ?v?in=小信号输入电压感测 ?i?负载=小信号负载电流感应 ?e?v=小信号电压错误 ?i?pk_ref PI=小信号PI峰值电流参考 ?i?tot?ref ADC=小信号数字正弦电流基准 ?Fi s=输入电流闭环传输函数 ?Cvs=输出电压补偿器传递函数 ?AMUL=数字电流基准生成的数字乘法器增益 ?ASMED=模拟电流基准生成的数模增益 ?Av=输出电压感应增益 由于电压环交叉频率通常选择在5-15Hz范围内，因此可以忽略右半平面零点（更高频率>20 kHz）。 I/O FFD目前被视为恒定增益（AMUL）。输出电压回路调节由数字PI执行： 因此，PI参数的计算可以采用与电流回路相同的程序设计。启动从系统细节： 因此，补偿器参数为： 十I/O前馈和电流基准生成 当主电压或负载电流突然变化时，电压环的低带宽会引起输出电压波动。为了减少瞬态响应，系统将执行两次反馈。
注：在下列公式中，字母上方的波浪号（~）表示小信号变量，大写字母表示稳态工作点变量第一个前馈是一个负载前馈，它将一部分负载电流i?ff添加到PI输出，从而有助于在发生负载阶跃时快速改变峰值电流参考i?pk?u ref*。 对于第二个前馈，i?pk_ref*乘以系数Kff，以考虑输入电压波动： 从上面的等式可以清楚地看出，rms输入电压的增加会导致i?pk_ref降低，反之亦然，因此输出电压保持相对恒定。 通过将i?pk_ref乘以查找表得到伪正弦形状的电流基准： 对于数模增益： 电流基准是一个PWM信号，必须用适当的硬件对其进行滤波，以生成模拟电流回路的基准。
十一.控制设计实例： 2 kW额定功率的典型设计参数如下表所示。
表2。功率级、传感和电流回路参数 利用上表中的值，公式（12）中的补偿器参数计算如下： 对于零电容器Cfz=8.2nF，输入PI电阻为：  因此，通用5.6 kΩ电阻器是合适的。
反馈电阻值由以下公式得出：  因此，通用4.3 kΩ电阻器是合适的。 最后，高频极性电容器fpi1=3*fsw/4计算公式如下：  所以820pF电容器是合适的。公式（21）中的电压环补偿器参数也可计算： KI_Vdc* = 59.8985 KP_Vdc = 0.9065 注意，积分增益KI_Vdc*不能直接用于固件计算程序，但必须除以数字PI的工作频率，因此：
十二.功率级设计方程 1，混合输入桥 混合输入电桥（两个高压侧整流器SCR和两个低压侧二极管）的选择基于最大平均值和RMS输入电流： 这里： ?IIN_rms MAX=最大输入电流（rms） ?IIN_avg MAX=最大平均输入电流 ?VIN_rms MIN=最小输入电压（rms） ?POUT=输出功率 ?η=PFC效率 ?PF=功率因数 已选择STBR3012WY和相关TN3050H-12WY SCR。这对1200V器件特别适合输入电桥，因为它们具有低正向电压降和浪涌电流/电压处理能力：额定电流较高的电桥设备通常会经历较低的电压降，这有助于降低电桥功率损耗。此外，在汽车应用中，它们可以代替电阻器和继电器对来限制浪涌电流，因为振动会损坏机械可靠性继电器。电源STBR3012WY和TN3050H-12WY的耗散按照数据表中的相同方法计算： PBRIDGE_diode = 0.96 ? IIN_avg MAX + 0.008 ? I IM_rms MAX 2 = 0.96 ? 10.13 + 0.008 ? 11.252 = 10.74W PBRIDGE_scr = VTO ? IIN_avg MAX + RD ? IIN_rms MAX 2 = 0.88 ? 10.13 + 0.014 ? 11.252 = 10.68 W
这里： ?VTO=TN3050H-12WY的阈值电压（Tj=150°C时） ?RD=TN3050H-12WY的动态电阻（Tj=150°C时） 因此，混合输入电桥的总功率损耗为：
输入电容器 输入电容器必须滤除输入电流中的高频纹波。建议使用额定最大输入电压的聚丙烯薄膜电容器。
计算公式为： ?kr=电感电流纹波系数 ?r=最大高频电压纹波系数（ΔVIN/VIN=2-10%） ?fsw=开关频率 ?Nc?=交织通道数 使用常用的1μF输入电容器。 升压电感器 升压电感设计为工作在CCM中。 占空比和最大平均电感电流在额定输出功率的最小直流母线电压下进行评估： 这里： ?VOUT=标称输出电压。 因此，一旦设置了最大允许纹波（kr），每个通道的升压电感可计算为： 因此，饱和电流必须大于10 A（典型的电感值公差为±10%）。 电源开关管 选择功率开关（MOSFET或IGBT）以使功率损耗最小。在最小直流母线电压（最坏情况）下评估最大开关电流： IGBT HB IGBT系列的STGW20H65FB用作升压开关。该器件基于先进的专有沟道栅场阻结构，具有低导通损耗（由于低VCE（sat））和高开关速度（由于尾电流分布最小化）。 设备数据表提供了执行损耗计算所需的值。
功率传导损耗PS_cond（VCEsat_rms = 0.988 V以图形方式从输出特性中获得）： ?VCEsat_rms=Tj=125°C时的集电极-发射极饱和电压，Ic=Isw_rms 开关损耗（根据开关能量与集电极电流的关系，使用Eon和Eoff进行计算）： ?Eon_rms=在Tj=125°C和Ic=Isw_rms时打开开关能量 ?Eoff\u rms=Tj=125°C和Ic=Isw\u rms时的关闭开关能量 IGBT总功率损耗： 总功率损耗是每个特定损耗的总和乘以交织信道的数量： 升压二极管： 与电源开关一样，适当的升压二极管选择对高频下CCM中的PFC运行至关重要，以最大限度地降低功率损耗。 STPSC12065 650 V功率肖特基碳化硅二极管提供快速恢复，反向电压可以忽略不计恢复电荷和最小电容关断特性与温度无关。 二极管电流的平均值和均方根值由最大输出功率和最小输入电压计算得出，之后可以确定导通和开关损耗。 导通损耗 ?Vt?=二极管阈值电压 ?Rd=二极管差动电阻 开关损耗： QCj=总电容电荷 二极管总功率损耗： 输出电容器 确定输出电容器的因素之一是PFC在两倍线路频率下的输出电压纹波： ?ΔVOUT=输出纹波电压目标 ?f=最小交流线路频率 另一个因素是线路中断一定时间（保持时间）后的PFC输出电压： ?VOUT MIN=线路中断后的最小允许输出电压 ?t?old_up=等待时间 我们选择两个因素中的较大者： 因此，通常会选择2个并联的680μF电容器。 然而，当COUT\u H>COUT\R时，实际纹波可能比目标低很多。 因此，为了避免电容器过大并确保这两个因素都得到满足，可以逐步减小目标功率（通过迭代），直到COUT_R=COUT_H。 结果是： ΔVOUT = 12.9V COUT_R = COUT_H = 1238?F 确定了2个并联的680μF电容器。 传感电路必须设计有适当的电压、额定功率和公差选择，以及使用运算放大器电路时的带宽和转换率。
感应输入电压 两个分压器用于感测内部差动测量的线路和中性点输入电压。 VIN_L1由以下等式得出： 感测电压的最大峰值不得超过1.25 V，因此，如果我们将R124和R125设置为470 kΩ，则R126可计算为： ?VIN_L1 max=1.04*VL1_pk是增加一定裕度的最大峰值线电压（本例中为4%） （设计） 相同的值用于识别VIN_L2 max电感。 应使用公差为0.1%的R126（123），并在尽可能靠近VIN[0]（[1]）引脚31（38）（本设计中为10 kΩ，1 nF）的位置插入低通滤波器。
输入电流感应 分流电阻器R320将总输入电流转换为电压。差分运算放大器电路（TSV911：单电源，轨对轨）用于放大传感信号。 由于元件公差，为了获得足够的感应裕度，最大总电感峰值电流增加精度一定百分比（在我们的示例中为15%）。 必须满足关系R324/R325=R330/R327以降低共模抑制比（CMRR），因此建议使用0.1%公差输入和反馈电阻。 在此配置中，输出电压与正负输入电压之差成比例： 最大值不得超过4.7 V。因此，如果将R325和R327设置为2.2 kΩ，则可得出R330： 因此，可以选择一个82 kΩ0.1%的电阻器。
ZVD传感 采用零电压检测（ZVD）隔离电路，使PFC的运行和输入电压的过零同步。 您应该在尽可能靠近ZVD引脚17的位置接入一个低通滤波器（本设计中为10 kΩ100 pF）。
输出电压传感 一个共同的分压器是用来检测功率因数校正输出电压。 感应电压不得超过1.25 V，并用以下公式计算： 感应电压不得超过1.25 V，并用以下公式计算： 从R303=R306=R314=470 kΩ开始，我们可以确定较低的电阻： ?VOUT MAX是增加一定裕度（本设计中为25%）的标称输出电压。 和3.3 kΩ0.1%的电阻器，低通滤波器应尽可能靠近VOUT引脚34（本设计中为10 kΩ220 nF）
输出电流传感 与输入电流检测类似，并联电阻器（R300）和差分运算放大器电路用于检测输出电流。 输出公式为： 最大输出电压不得超过1.25 V。关系R309/R308=R319/R307必须满足（0.1%公差电阻）和传感裕度（10%）。 如果R307=R308=10 kΩ和R300=40 mΩ： ?Iload MAX是按一定裕度增加的最大输出电流（在本设计中为10%）。 因此选择了一个56kΩ0.1%的电阻。 您应该在尽可能靠近插脚33的地方放置一个低通滤波器（本设计中为10 kΩ15 nF）。
开关电流感应 两个类似于输出电流感测电路的电路用于感测每个通道的开关电流。 最大输出电压设置为4.7 V，以最大限度地提高感应动态和抗噪性。在这种情况下，最大输入电流是电感饱和电流（10%裕度）。 如果R340=R345=2.2 kΩ和R318=10 mΩ： 因此选择了62kΩ0.1%。 检测到的电流用于硬件快速过流保护（OCP）和开关平均电流平衡（CB）功能（来自I_0和I_1的信号经过过滤，分别发送到引脚35和36）。 过流保护电路 每个开关的峰值电流需要限制，以防止电感饱和，这可能会导致非常高的电流和损坏电路板。 两个开关电流（I_0，I_1）被发送到OR配置中的内部比较器。 分压器用于使开关电流传感输出适应内部保护阈值1.23V （Vth（CMP））位于OCP[0]针脚28上。例如，如果最大峰值电流设置为13 A，则开关电流感应的输出为： 当两个信号中的一个超过VI_0（OCP）时，比较器的输出被强制高，因此对于R36=4.7 kΩ， R37可计算为： 选择2.7 kΩ电阻器。 当内部比较器被激活时，引脚19（通常为高）变低，并快速关闭所有驱动器（PM8834）的输入。红色LED亮起表示STNRGPF12上存在故障。
STMicroelectronics开发的eDesignSuite软件工具可帮助您配置ST产品的电源转换应用程序。您可以使用它为特定的应用程序定制PFC控制器：首先输入设计的主要规范，然后生成自动设计，或者按照顺序过程构建高度定制的设计。
实验结果：稳态、动态波形及典型波形PFC性能曲线 启动性能 连接到电网后，辅助电源启动，设备供电。在输出电容器预充电阶段，浪涌电流由SCR的数字控制来管理，SCR每半个周期以40μs的增量向后（相对于相对零电压交叉）触发。一旦脉冲宽度足够大（点火角大于90度），SCR控制设置并锁定在线路频率占空比的50%。电路板设计为在空载条件下启动，如果电网参数（电压和频率）在正确的范围内，电路板启动空载启动，突发模式操作，输出电压在416 V和436 V之间调节。 一旦启动阶段结束，绿色LED指示PFC已准备好进行负载连接。
电感电流 下图显示了转换器的电感电流波形。交织操作明显，通道电流相移180度。在这种情况下，主PWM信号（红色）的占空比约为60%。
操作期间的行为 安捷伦6813B交流电源用于为电路板提供低端电源：115 VAC，1 kW负载（由于热原因，转换器可管理的最大功率降为115 VAC）。 下图中的线电流是一个完美的正弦波，与线电压同相，而输出电压调节在400 V。 在230VAC和额定功率下，所提出的控制方案的高性能也很明显。线路电流与电流参考值正确地一致。 在10%-100%-50%的负载阶跃序列中，由于负载前馈，PFC表现出快速的动态响应。此外，直流母线电压严格控制在参考值。
稳态性能 采用通用功率分析仪（voltechpm6000）对PFC的稳态性能进行了评估。
THD 当负载高于20%时，输入电流THD低于5%。在230伏交流电压（满负荷）时下降到1%，在115伏交流电压（1千瓦）时下降到2%以下。
功率因数 当负载超过额定功率的20%时，功率因数几乎达到单位，其值高于0.99。
效率 在测得的效率结果中，缺相控制策略产生一条平坦曲线（在230VAC时为97.3%） 我们提出了一个2千瓦，2通道交错PFC与数字励磁涌流控制在工业应用中的文件。在STEVAL-IPFC12V1上使用的交织技术产生了非常好的功率密度（52W/inch3）和混合信号控制提供了最佳的PFC性能。 特别是，模拟电流回路允许我们实现高功率因数（PF>0.99）和非常低的THD（额定功率<2%），而数字电压环有助于保持良好的输出电压调节（I/Ofeed正向）和平坦的效率曲线，从50%到100%负载（缺相）略低于97.5%。一旦指定了带宽和相位裕度，本文档中讨论的设计过程允许您计算关键控制参数，并通过小信号传递函数确保系统稳定性。 所提出的控制方案在STNRGPF12控制器上实现，该控制器能够驱动应用程序并对输入和输出条件做出适当的响应。 您还可以通过设计和定制整个应用程序和控制器套件来消除软件的复杂性
以上的Word格式文档51黑下载地址：
| 
QQ好友和群
QQ空间
腾讯微博
腾讯朋友
收藏
淘帖
顶
踩
