正弦波UPS中的逆变电路，分享给大家。
一、前言 逆变电路是UPS电源的核心电路。作者在剖析若干知名厂家生产的UPS电源电路的基础上，对UPS电源中的逆变电路进行了探讨。本文所涉及的电路，是这些厂家技术人员多年技术经验的结晶，并且经历过大量产品投放市场后的考验，具有很好的参考价值。作者在此发表出来，供业内人士和有兴趣者参考。 UPS电源有很多分类，作者根据业内的习惯，将UPS电源分为工频机和高频机。本文中的工频机和高频机采用的都是正弦波逆变电路，输出的都是正弦波电压，并且都是在线式结构。文中只涉及正弦波逆变电路，以下简称逆变电路。 二、逆变电路的结构 逆变电路由正弦波SPWM调制电路和功放电路组成。
2.1 工频机所采用的逆变电路的结构图 图1所示为工频机所采用的逆变电路的结构图。由图可见，工频机逆变电路中右侧的功放电路采用的是全桥式功放电路，这种功放电路需要正弦波调制电路提供4路相互独立的SPWM驱动信号。在左侧的正弦波调制电路中，用正弦波信号去调制三角波信号，得到4路独立的SPWM信号，经隔离驱动后送至功放电路。 在这种结构中，每一桥臂功率管的数量视输出功率而定，当输出功率较小时，功率管采用MOS器件，输出功率大时，采用IGBT模块。 2.2 高频机所采用的逆变电路的结构图
图2所示为高频机所采用的逆变电路的结构图。由图可见，高频机逆变电路中的功放电路采用的是半桥式功放电路，这种功放电路需要正弦波调制电路提供2路相互独立的SPWM驱动信号。在左侧的正弦波调制电路中，由电脑板直接提供2路SPWM波信号，经隔离驱动后送至功放电路。 在这种结构中，每一桥臂功率管的数量也视输出功率而定，当输出功率较小时，功率管采用MOS器件，输出功率较大时，也采用IGBT模块。 三、正弦脉宽调制（SPWM）方法 SPWM信号实际上就是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波。 在20KVA以下的小型逆变电路中，通常用正弦波（调制波）调制三角波（载波）的方法来实现脉宽调制的目的，又称为三角波调制法，它是利用比较器来完成这一功能的。根据调制信号所包含的信息量，调制电路可以分为单极性调制和双极性调制。
3.1 SPWM调制方法及特点 在单电源供电的比较器重，若将正弦波送到比较器的同相输入端，将三角波送到比较器的反相输入端，则在正三角波幅值大于正弦波的幅值时，比较器将输出一个负向脉冲，这个负向脉冲的宽度等于三角波大于正弦波部分所对应的时间间隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值时，比较器将输出一个正向脉冲，这个正向脉冲的宽度等于三角波小于正弦波部分所对应的时间间隔。从图3可见，这时在电压比较器的输出端将得到一连串脉冲方波序列，其特点是：对应于正弦波幅值较低的部位，脉冲方波的宽度较窄，而对应于正弦波幅值较高的部位，脉冲方波的宽度较宽。这就是正弦脉冲调制信号，即SPWM信号。 根据分析，这种三角波调制电路有以下特点： ⒈当三角波频率与正弦波频率之比N＞20以上时，在比较器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波幅值与三角波幅值之比。 因此，只要适当地调节输入到比较器的正弦波电压的幅值大小，就可以调节脉冲宽度，从而调节了逆变器输出的正弦波电压的大小。这一特点也使得由三角波调制电路构成的逆变电路具有自动稳压的功能。 ⒉当正弦波幅度小于三角波幅度时，逆变器输出电压波形中只含有基波和17、19…次谐波，而不包含3、5、7…等低次谐波分量，仅存在与三角波频率相近的高次谐波。 正弦波的频率是50Hz，通常三角波的频率是10-20KHz左右。因此，在采用三角波调制法的逆变电路中，输出电压的波形中实际上不包含低次谐波分量，它们所包含的最低谐波分量的频率都在几十KHz以上。因此，在这种逆变电路中，逆变器所需的合成器（即输出滤波器）的尺寸、重量和成本可以大大减小。 ⒊若增大正弦波的幅度，使正弦波幅度大于三角波幅度时，逆变电路输出的调制波中，将开始出现3、5、7…等低次谐波分量。这会导致逆变输出正弦波电压的失真度增大，严重时会使电路进入自动保护关机状态。因此在调试时要主意正弦波的幅度不能超过三角波的幅度。 上述正弦波调制法已经成为一种经典的正弦波调制方法，在逆变电路中被广泛使用。 3.2 双极性SPWM调制 在双极性调制电路中，需要一路正弦波信号和一路三角波信号，三角波信号的幅值必须略大于正弦波信号的峰-峰值。 如图4a所示，若将正弦波送到单电源比较器的同相输入端，将三角波送到比较器的反相输入端，则在电压比较器的输出端将得到一连串脉冲方波序列，其特点是：在正弦波的正半周中，对应于正弦波幅值较低的部位，脉冲方波的宽度较窄，而对应于正弦波幅值较高的部位，脉冲方波的宽度较宽。而在正弦波的负半周中，对应于正弦波幅值较低的部位，脉冲方波的宽度较宽，而对应于正弦波幅值较高的部位，脉冲方波的宽度较窄。 由于这种调制电路输出的SPWM波信号中既包含了正弦信号正半周的信息，又包含了负半周的信息，所以称为双极性调制。 由于高频机通常采用半桥式功放电路，需要两路大小相等、相位相反的SPWM信号，因此在高频机中，将由此得到的双极性调制信号分为两路，将其中一路反相180°，即可得到两路大小相同、相位相反的SPWM信号。 图4b所示为另一种调制电路。它与图4a的区别是将正弦波送到比较器的反相输入端，而将三角波送到比较器的同相输入端。由此得到的SPWM信号的波形与图4a的相反，SPWM波宽度的变化规律也相反。将其分为两路，并将其中一路反相后，同样可以得到两路大小相等、相位相反的SPWM信号。
3.3 单极性SPWM调制 在单极性调制电路中，也需要一路正弦波信号和一路三角波信号，但三角波信号的幅值只须略大于正弦波信号正半周的幅值或负半周的幅值。并且与正弦波的正半周或负半周对齐。
如图5单极性调制电路示意图所示，若将正弦波送到单电源比较器的同相输入端，将三角波送到比较器的反相输入端，则在三角波幅值大于正弦波的幅值时，比较器将输出一个负向脉冲，这个正向脉冲的宽度等于三角波大于正弦波部分所对应的时间间隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值时，比较器将输出一个正向脉冲，这个正向脉冲的宽度等于三角波小于正弦波部分所对应的时间间隔。从图5可见：这时在电压比较器的输出端将得到一串脉冲方波序列，其特点是对应于正弦波正半周幅值较低的部位，脉冲方波的宽度较窄，而对应于正弦波正半周幅值较高的部位，脉冲方波的宽度较宽。对应于正弦波的负半周，则输出脉冲方波的幅值为0。 由于这种调制电路输出的SPWM波信号中只包含了正弦信号正半周或负半周的信息，所以称为单极性调制。 在工频机中通常采用全桥式功放电路，需要4路不同的SPWM驱动信号，因此必须采用单极性调制方式。所以在工频机中，需要提供一路正弦波信号，一路正向三角波、一路反向三角波。其中正弦波信号的对称轴不能在0轴（X轴）上，而是要抬高到电源电压的二分之一处，图中标记为Vz，这样才能保证三角波只与正弦波的正半周或只与负半周相调制。于是，用正向三角波和正弦波信号组合，可以得到两路SPWM信号，而用反向三角波和正弦波信号组合，可以得到另外两路不同的SPWM信号，一共可得到4路不同的SPWM信号。参见图6所示。 图6中正弦波与正、反向三角波组合排列的位置与全桥功放电路中功放管的排列位置相对应，它们输出的驱动信号能使功率管按照对角线的规律导通和截止。
在正弦波正半周期间，a组中正弦波总是高于反向三角波的幅度，加至单电源比较起的反相端以后，比较器a始终输出低电平，使左上臂功放管始终截止；此时虽然d组中的比较器d可以输出SPWM信号，但左上臂与右下臂对角线上的两组功放管却不能导通。此时b组中正弦波总是高于反向三角波的幅度，所以比较器b始终输出高电平，使左下臂功放管始终饱和导通；而此时c组中的比较器c却可以输出SPWM信号，所以右上臂与左下臂对角线上的功放管就能根据SPWM信号导通或截止。在正弦波信号正半周期间，左上臂功放管始终截止，所以全桥功放电路左侧上、下臂的功放管不会同时导通；而右侧上、下功放管的驱动信号的极性刚好相反，因此右侧上、下臂的功放管也不会同时导通。 在正弦波负半周期间，c组中正弦波总是低于正向三角波的幅度，加至单电源比较起的反相端以后，比较器c始终输出低电平，使右上臂功放管始终截止，此时虽然b组中的比较器b可以输出SPWM信号，但右上臂与左下臂对角线上的两组功放管却不能导通。此时d组中正弦波总是低于正向三角波的幅度，所以比较器d始终输出高电平，使右下臂功放管始终饱和导通；而此时a组中的比较器a却可以输出SPWM信号，所以左上臂与右下臂对角线上的功放管就能根据SPWM信号导通或截止。在正弦波信号负半周期间，右上臂功放管始终截止，所以全桥功放电路右侧上、下臂的功放管不会同时导通；而左侧上、下功放管的驱动信号的极性刚好相反，因此左侧上、下臂的功放管也不会同时导通。 因此，上述组合正好符合全桥功放电路的要求。 需要说明的是，所谓正、反向三角波只是相对概念，它们相互平等，无主次之分，这样的名称只是便于说明问题。 四、正弦波信号和三角波信号的产生 由调制电路可知，要产生SPWM信号，必须要有正弦波信号和三角波信号。由于正弦波UPS在无市电时也要向负载提供正弦电压，所以正弦波信号和三角波信号必须由UPS电路自身产生而不能依靠市电正弦电压。其中三角波的产生比较容易，比较困难的是正弦波信号。这种由UPS自身产生的正弦波信号称为本机正弦波信号。 对本机正弦波的基本主要求是：频率为50Hz（或可选60Hz）、幅度要稳定，失真度要小，要能被市电同步。 本机正弦波信号的产生方式有多种，本文将介绍3中常见方式。即用运放电路产生本机正弦波信号、用数字电路产生本机正弦波信号和由电脑芯片产生本机正弦波信号。 ㈠、用运放电路产生本机正弦波信号 用运放组成的电路可以产生正弦波信号，在3中方式中电路最简单，但失真度也最大，约为3%-5%左右。 图7所示为PULSE（保时）500型后备式工频机的正弦波形成电路。 电路主要由方波发生器、二阶有源滤波器、差分放大器、Vz电压发生电路等构成。 4.1 Vz电压的产生和作用 图中运放IC3C及周边元件组成了Vz电压发生电路。IC3C接成跟随器电路，其同相输入端脚接有R56、R57 组成的分压器，R56、R57的数值相等，将+12V电压分压为1/2，即6V，因此跟随器脚输出即为6V。C43、C44为滤波电容，可使Vz电压更加稳定。 我们知道，有些信号，例如正弦信号是包含正负半周的双极性信号，运放电路要处理双极性信号必须使用双极性电源，但这会使电路复杂化。为了使运放在采用单电源的情况下也能处理双极性信号，采用了Vz电压。采用Vz电压后，在12V电源电压系统中，相当于将信号的X轴沿着Y轴升高了6V，正好位于+12V的中间，给负半周信号留出了空间，于是单电源运放也能处理双极性信号。 4.2 方波信号发生器 方波发生电路由IC3B、W5及周边元件组成，任务是产生合乎要求的50Hz方波信号，参见图7。 图中IC3B及周边元件组成自激振荡电路，输出为方波。图中Vz电压经R59加至运放IC3B同相输入端的脚，作为基准电压，C19用来滤除干扰。R60是反馈电阻，W5、R61为振荡电阻，C18为振荡电容，它们的数值决定了输出方波的频率。R58用来引入市电同步信号。
假设开机时C18上的电压为0，使IC3B脚为低电平，于是IC3B脚输出为高电平。此高电平一方面经R60反馈回脚，使脚维持高电平，同时经W5、R61对C18充电，待C18充电至IC3B脚电压高于脚的基准电压时，IC3B脚电平发生翻转，由输出高电平变为输出为低电平。脚的低电平一方面经R60反馈回脚，使脚的基准电压降低，同时C18通过R61、W5放电，待C18放电至IC3B脚上的电压低于脚的基准电压时，IC3B又一次翻转。C18如此反复的充电、放电，运放IC3B脚输出端反复地在高电平和低电平之间跳变，于是产生了正负交替的矩形方波。 调节W5，可调节C18的充放电速度，因此调节了方波的频率。另外，R63、W6、R62串接于IC3B输出端，调节W6可以调节本机正弦波的幅度。其原理见图7中部的等效图。若W6向总阻值变小的方向调节，则无论IC3B输出端脚为高电平或低电平，其幅度都向Vz靠拢，所以整个方波信号的幅度减小。反之，若W6向总阻值变大的方向调节，则IC3B输出端脚为高电平时向12V靠拢，而IC3B输出端为低电平时向0V（地）靠拢，所以整个方波信号的幅度增大。由于正弦波信号是由方波信号滤波而得到的，所以调节W6也就调节了本机正弦波的幅度。 图中由R58引入市电同步信号。我们已经知道，C18充电至IC3B脚电压超过脚的基准电压时，IC3B输出端脚即发生翻转。如果在IC3B接近翻转之前给C18施加一外来的正向触发电平，IC3B即可提前翻转。如果每次在翻转之前都施加相同的外来正向同步脉冲，电路即被外来脉冲同步。若此正向触发电平由市电取得，电路就能使方波信号与市电同步，这就是市电同步的原理。 实现同步的要求是： ⑴U5B自激振荡的周期必须略短于20mS（50Hz）。即在C18充电至接近IC3B脚的基准电平时加入同步信号，才能使IC3B提前翻转。若IC3B自身的振荡周期长于20mS，也就是在IC3B已经翻转后同步信号才到来，则无法同步。IC3B自激振荡的周期可通过W5来调节。由此可知，此UPS在逆变时输出的方步电压的频率是略低于50Hz的，因此调节W5时应注意在保证可靠同步的条件下尽量接近50Hz。 ⑵同步信号的幅度必须足够。显然，由R58引入的市电同步脉冲的幅度过小时，达不到触发电平，不足以使IC3B提前翻转，IC3B便不能被同步，IC3B只能进行自激振荡。当然同步信号也不能过大，否则C18的放电时间会延后，使振荡周期异常。 4.3 二阶有源滤波器 IC3A及周边元件组成二阶低通有源滤波电路，它的任务是将方波发生器送来的方波信号进行滤波，以便得到纯净的正弦波信号，参见图7。图中R64、C20和R65、C21分别是两级RC无源滤波器，RC的数值决定了滤波电路的截止频率。此处： R64=R65=300K，C20=C21=10n， 所以该低通二阶滤波器的截止频率为：
（KHz，KΩ，μF） 由于方波信号中只含有基波的3、5、7…次谐波成分，最低谐波次数为3次，即150Hz，所以二阶滤波器只需滤除150Hz以上的谐波成分，因此并不要求二阶滤波器的截止频率精确的等于50Hz，所以同样用来得到50Hz基波的二阶滤波电路中的RC参数略有差异。50Hz的方波信号经过二阶低通滤波器后就得到了纯净的50Hz正弦信号，这就是我们所需要的本机正弦波信号。本机正弦波信号经C22隔离直流后成为对称轴在X轴上的纯交流信号，加至IC3D脚。 4.4 本机正弦波与反馈正弦波对称轴的变化 本机正弦波被加至IC3D的同相输入端脚。由于脚经R68接至Vz电压，因而将本机正弦波信号的对称轴由X轴（即0轴）提升到Vz位置。IC3D的反相输入端脚经R71引入了逆变输出检测变压器次级输出的逆变电压检测信号。该信号反映了逆变输出正弦电压的大小，称为反馈正弦波。反馈正弦波信号原本是对称轴在X轴（即0轴）上的纯交流信号，但由于IC3D脚经R69接至Vz，所以脚的反馈正弦波信号的对称轴也被升高至Vz位置。R70的作用是将反馈正弦波信号的最大值限定在12V以下。这样一来，当本机正弦波（或反馈正弦波）为0时，IC3D脚（或脚）电压为Vz；当本机正弦波（或反馈正弦波）为负最大值时，IC3D脚（或脚）电压接近于0V；当本机正弦波（或反馈正弦波）为正最大值时，IC3D脚（或脚）电压略小于12V。其结果是将本机正弦波与反馈正弦波的对称轴都提升到Vz电压的位置，以便于以后的调制。 4.5 差分放大器 IC3C、IC3D及周边元件组成了差分放大器。它的作用是将本机正弦波信号与从逆变输出端引回来的反馈正弦波信号进行相减，从IC3D输出端脚便可得到本机正弦波信号与反馈正弦波的差值，称为差值正弦波。参见图7。差值正弦波就是我们最终需要的本机正弦波信号。 图中运放IC2C为反相输入放大器。IC2C在这里起自动增益调节的作用。二阶滤波器输出信号的动态范围为0-12V，可能超出IC3D输入端的动态范围，使输出的正弦波信号发生失真。设置了IC2C以后，若IC3D输出的正弦波信号幅度大，由IC2C输出的负反馈信号的幅度也大，使IC3D的增益降低。若IC3D输出的正弦波信号幅度小，由IC2C输出的负反馈信号的幅度也小，使IC3D的增益升高。可见设置IC2C以后，IC3D的增益得到了控制，避免了差值正弦波信号的失真。 在PULSE500型机中，反馈正弦波的相位必须与本机正弦波的相位相同。同时，反馈正弦波的幅度必须小于本机正弦波的幅度，才能在IC3D输出端得到相减的结果。 差值正弦波信号有自动稳定逆变输出电压的作用。这是因为： 差值正弦波=本机正弦波-反馈正弦波 当逆变输出电压升高时，反馈正弦波幅度增大，与本机正弦波相减后得到的差值正弦波的幅度减小，结果经过功放电路后输出的逆变正弦波幅度降低。而当逆变输出电压降低时，反馈正弦波幅度减小，与本机正弦波相减后得到的差值正弦波的幅度增大，结果经过功放电路后输出的逆变正弦波幅度升高。这样就保持了逆变输出电压的稳定。 在PULSE500型机中，反馈正弦波的极性可通过改变逆变输出检测变压器引出端来调整。因此，在维修中如果需要更换逆变输出电压检测变压器，一定要注意其绕制方向。 4.6 三角波形成电路 图8所示为PULSE500型后备式工频机中的三角波形成电路，该电路能产生正、反向三角波。 IC4A、IC4B、IC7A、IC7B、W7及周边元件组成了三角波发生电路。它的作用是产生线性良好的等腰三角波信号。 设开机时电容C42两端电压为0，C40、C41的连接点K点相当于接地。由于开机时C40来不及充电，所以使IC4A反相输入端脚为低电平，其输出端脚为高电平，加至IC7A脚即RS触发器的R端，使其为“1”。与此同时，C41也来不及充电，所以IC4B同相输入端脚电压也为低电平，使输出端脚为低电平，加至IC7B脚即RS触发器的S端，使其为“0”。根据或非门RS触发器真值表，当R=1，S=0时，
端为“1”，即约为12V。此12V经W7、R113加至C40、C41连接点K点，使K点电位突然升高至12V。
此后12V经R114向C40充电，使IC4A脚电压逐渐升高，同时端的12V经W7、R113向C41充电，使IC4B脚电压逐渐降低。一段时间后，IC4A脚电压充至高于脚电压时，IC4A输出端脚翻转为“0”，即R端为“0”。同时，IC4B脚电压充至高于脚电压时，IC4B输出端脚翻转为“1”即S端为“1”。 根据或非门RS触发器真值表，当R=0，S=1时，端为“0”，即为0V。此0V经W7、R113加至C40、C41连接点K点，使K点电位降低为0V。 上述过程不断反复。于是电路利用R114、C40，R117、C41和W7、R113的充放电过程，即可在C40正端和C41负端产生两组大小相等、极性相反的三角波信号。为了电路分析方便，我们将C40正端产生的三角波称为正向三角波，将C41负端产生的三角波称为反向三角波。 C40、C41的连接点K位于+12V和地的中间，即Vz的电位。当C40、C41充放电时，C40正端电压在+12V与Vz之间摆动，所以C40正端输出的正向三角波的幅度在Vz与+12V之间，最大幅度为6V。而C41负端输出的反三角波的幅度在Vz与0V（即地）之间，最大幅度为6V。 由于R114、R117和C40、C41的数值较大，充放电时形成的曲线的线性良好。又由于充放电的时间常数一样，因此得到的正、反向三角波是线性良好的等腰三角波。 显然，调节W7，可调节充放电回路的时间常数，也就调节了三角波信号的频率。 ㈡、用数字电路产生本机正弦波信号 用数字电路也可以产生正弦波信号，由此构成的整机的失真度在3%以下。 图9所示为KSTAR（科仕达）-GP802型工频机中正弦波信号的产生电路。 4.7 计数脉冲发生器 计数脉冲发生器由U7及周边元件组成，任务是产生计数脉冲，并且此计数脉冲必须能与市电同步。 U7（HA17555）及周边元件构成了自激多谐振荡器，其工作原理已有大量文章分析，本文只作必要说明。 参见图9。U7的自激振荡频率由VR3调节。市电频率的同步脉冲信号经R64加至U7外同步端脚。于是，有市电时U7的振荡频率受市电同步控制，与市电频率一致，无市电时的振荡频率由U7的外围元件决定。根据该电路结构，U7输出的计数脉冲的频率应在19.2KHz左右，周期应为52μS左右，U7脚的输出波形参见图9。 需要注意的是，在此以及稍后谈及的周期或频率，只是近似的整数，实际上从最后得到的50Hz正弦波向U7推算，这些周期或频率都不一定是整数，但这并不影响电路的分析。
4.8 分频电路 分频电路由U6B、U19A、U19B及周边元件组成，其任务是将U7输出的计数脉冲的频率降低到要求的数值。电路参见图9，波形图和计数状态表参见图10。 U6B（4013）为D触发器，被触发时其输出端Q端的电位与D端电位一致。U6B在这里接成2分频电路。假设开始时U6B的Q端为1，
端为0。当第1个计数脉冲上升沿加至脚CK端时，由于D端接至端，为0，所以Q端为0，端为1。当第2个计数脉冲上升沿到来时，由于D端接至端，为1，所以Q端为1，端为0。当第3个计数脉冲上升沿到来时，由于D端接至端，为0，所以Q端为0，
端为1。可见，连续两个计数脉冲的上升沿到来，U6B输出端只产生一个脉冲下降沿。所以U6B输出的脉冲周期比U7输出的计数脉冲的周期长了一倍，而频率只有计数脉冲的一半，因此称为2分频电路。这样，U6B输出的脉冲周期约为104μS左右。 U6B端输出的脉冲信号一路
送至计数器U19A，另一路经C37偶合送至三角波发生器。由此可见，正弦波与三角波有一个共同的来源，因此它们有着固定的相位关系。 U19A（4518）为二-十进制加计数器。其CLK端接地，所以是下降沿触发。R端接地，所以U19A无复位功能。当U6B的端输出第1个下降沿时，U19A的Q0端输出为0，当U6B的端输出第2个下降沿时，U19A的Q0端输出为1，当U6B的端输出第3个下降沿时，U19A的Q0端输出为0，依次类推。可见U6B输出的脉冲信号，经过U19A处理后，周期又延长了一倍，频率又降低为原来的一半，因此U19A的Q0端输出的脉冲信号的周期为208μS。其波形参见图10。 U19B的CLK端也接地，所以也是下降沿触发。由图9可见，频率选择开关JP6掷于50Hz位置，因此，只有第6个脉冲到来时Q1、Q2端才同为1，D70、D71组成的与门输出才为1，此时U19B被复位，此后每6个脉冲即1.25mS复位一次，参见图10中U19B（4518）的计数状态表。 U19B的Q2端向U5的CLK端输出时钟脉冲，由于U19B每1.25mS复位一次，所以Q2输出的时钟脉冲也是每1.25mS一个脉冲。 如果频率选择开关掷于60Hz位置，则只有Q0、Q1同为1时，D70、D71组成的与门的输出才为1，U19B才能复位。所以U19B每5个脉冲即1.04mS复位一次，向U5CLK端输出的时钟脉冲也为1.04mS。 U7（NE555）输出的周期约为52μS的脉冲信号，经过U6B、U19A分频、计数后，变换为1.25mS的时钟脉冲信号，送至阶梯波形成电路。 4.9 阶梯波形成电路 阶梯波形成电路由可预置加减计数器U2、U5、U6A、三极管Q3及周边元件组成。其功能是根据分频电路送来的脉冲形成阶梯波。参见图9。 U5（4029）为4位二/十进制可预置加/减计数器，在这里接成二进制加/减计数器，未用其预置数和进、借位功能。U2（4051）为8通道双向多路选择器。U6A（4013）为D触发器。 U1A接成跟随器。正常情况下，阶梯波关闭信号为低电平，故U1A输出端脚为低电平。此低电平的一路加至电阻网络的左端，另一路加至运放U1B的反相输入端脚，U1B接成反相器，其输出为高电平。此高电平的一路加至电阻网络的右端，另一路加至模拟开关U3A的脚，而U3A的脚与4051的输出端X端相连接。 由分频电路送来的脉冲加至4029时钟脉冲输入端CLK端，每1.25mS一个。4029的Q0、Q1、Q2这3个输出端分别与4051的A、B、C这3个输入端相连接，4029的Q3端分别与U6A的R（复位）端、4051的INH（禁止）端、4016的脚（控制端）相连接。 参见图11。假设开始时4029的输出端Q3-Q0均为0。其中Q3为0，使U6A“复位”无效，使4051“禁止”无效，使4016被关闭。4029的Q2、Q1、Q0为0，则4051的地址端C、B、A也为0，使其输出端X与输入端X0接通。与此同时，Q2、Q1、Q0为0，使二极管D28、D29、D30组成的或门输出为0，Q3截止，其集电极输出高电平加至U6A的CLK端。由于U6A的D端接至Vcc，因此U6A输出端Q端为高电平，加至4029的
端，使4029处于加计数状态。
当第1个时钟脉冲到来时，4029的Q3、Q2、Q1、Q0分别为0001，4051的C、B、A为001，于是X1与X接通。第2个时钟脉冲到来时，C、B、A分别为010，X2与X接通。依次类推。当第7个时钟脉冲到来时，Q3、Q2、Q1、Q0为0111，C、B、A为111，X7与X接通。第8个脉冲到来时，Q3、Q2、Q1、Q0为1000。 由于Q3为1，使U6A的复位端R有效。此时本来Q2、Q1、Q0为0，使Q3截止，其集电极的高电平会向U6A的CLK端输入高电平，使U6A的Q端为高电平。但是由于4013是复位优先，即当4013的S接地，R端为1时，无论CLK端为何状态，Q端均为0电平状态。此0电平接至4029的
端，使4029转为减计数状态，参见图9中U6A（4013）的真值表。 4029的Q3为1，还使4051的INH（禁止）端有效，使本来Q2、Q1、Q0为0时X7与X的连接被切断。但此时因Q3为1，使模拟开关U3A的脚为高电平，因此U3A开通，将U1B脚输出的高电平与电阻网络的右端、4051的输出端X端连接到一起。因此，第8个时钟脉冲到来时，X=X8，即X端与X8相连接。 当第9个时钟脉冲到来时，由于4029工作于减计数状态，其输出Q3、Q2、Q1、Q0为0111，4013的R端、4051的INH端均无效，U3A关闭，4051的X与X7相连接。依次类推。第16个时钟脉冲到来时，4029的Q3、Q2、Q1、Q0的输出为0000，其中Q2、Q1、Q0的000使D28、D29、D30组成的或门输出为0，Q3截止，其集电极高电平送入4013的CLK端，由于4013的D端为1，故4013的Q端输出为1，送至4029的
端，使4029转为加计数状态。由此可见，4051的输出端X端的状态是X0-X1-X2……X7-X8-X7-X6……X1-X0-X1-X2……，上述过程不断重复。
如果将整个曲线移至X轴上方，使得正弦曲线的底部刚好在X轴上，则X0对应于正弦电压的最小值，X8对应于正弦电压的最大值。我们将正弦曲线的上升段在X轴方向上平均切割为8段，从下至上分别标为X0-X8。由于是正弦波，所以这8段曲线在Y轴方向上的高度是不相等的，但我们可以计算出这8段曲线在最大幅值中所占的比例，然后再换算为对应的电阻值，取其近似值，就可得到一组8只电阻网络。这8只电阻将正弦电压的上升段分为8组电压值，分别对应于正弦曲线的8段幅值。由于正弦曲线的下降段与上升段是完全对称的，所以下降段也被切为8段，用同一组网络电阻来对应。 实际的电阻网络由R30-R37等八只电阻组成，参见图9所示。其接点分别为X0-X8，其中X0-X7分别接至4051的X0-X7脚，X8接至U1B输出端脚。如前所述，当时钟脉冲连续到来时，4051的输出端X端的状态是X0-X1-X2…… X7-X8-X7-X6……X1-X0-X1-X2……，不断重复循环。其形状好比阶梯不断上上下下，形成为阶梯波，参见图12。由于网络电阻R30-R37已事先按照正弦规律计算好，所以每一阶梯的电压值必然是近似的按照正弦规律变化的，整个阶梯波也是按照正弦波规律变化的，在其输出端接一个二阶滤波器，就可以得到完美的正弦波电压了。 实际上，正弦曲线的中轴在X轴上，或是在X轴的上、下方，对上述分析并无实质影响。另外，从图12的曲线上看，X4点刚好在中轴上。由X4沿着X轴向左向右移动相同的距离，正弦曲线的变化幅度是一样的，也就是说X4-X5和X4-X3在Y轴方向的距离相等。显然，（X5-X6）与（X3-X2），（X6-X7）与（X2-X1），（X7-X8）与（X1-X0）也是一样的规律。所以网络电阻中R33=R37，R32=R36，R31=R35，R30=R34。 当然正弦曲线也可以切割得比8段多或者比8段少，但切得过多将使电路变的复杂，切得过少会使得阶梯波的精度不够，影响正弦波的质量。从实际效果来看，切为8段既有很好的波形，电路又不复杂，是最好的选择。 4.10 阶梯波形成电路的控制 ⒈阶梯波的控制原理 由前述阶梯波可知，电阻网络的一端为高电平，另一端为低电平，两端的电位差越大，输出的阶梯波的幅度也越大。如果两端电平相等，则输出的阶梯波幅度为0。 图9中U1A是跟随器，U1B是反相器。因此我们如果使得U1A的脚为3V，则U1A的脚也为3V，加至X0端，使X0端为3V。同时U1A脚的3V经U1B反相后变为9V（在0-12V电源系统中，0V反相为12V，3V反相为9V，6V反相仍为6V等），加至X8端，使X8端为9V，此时输出的阶梯波幅度在6V左右。 显然，调节U1A脚电压的大小，就能调节阶梯波的幅度。 ⒉阶梯波的开启与关闭 我们通过D1可对阶梯波电路进行开通与关闭控制。当D1正极为低电平时，D1截止，对电路无影响，阶梯波电路处于开通状
态。当D1正极为6V（Vz时），U1A脚为6V，脚也为6V，所以X0端为6V。经U1B反相后，U1B脚输出为6V，加至X8端，于是X0端X8端均为6V。这样一来，无论U2中的地址怎样变化，X端始终为6V，经二阶滤波器滤波后输出为0，相当于阶梯波被关闭。 4.11 三角波形成电路 图13所示为KSTAR-GP802型工频机中的三角波形成电路，其作用是产生正、反向两组三角波，并与本机正弦波具有固定的相位关系。 三角波发生器由运放U16B及周边元件构成积分电路，此电路可将方波信号积分成三角波信号。 同步脉冲经C37、R111加至U16B的反相输入端脚。当同步脉冲上升沿输入时，U16B脚电位将高于脚的Vz电位，此时U16B输出端脚本应立即为低电平0V，但同步脉冲通过R111对C46充电，其极性为左正右负，使得U16B脚电压只能缓慢下降，形成三角波的一条斜边。最后U16B脚降为低电平0V，也就是三角波的底部在0点上。由于充电时间常数较大，形成的曲线比较平直。 同步脉冲下降沿到来时，U16B脚电位将低于脚电位，此时U16B脚本应立即升高，但由于C46将通过R111放电后又反向充电，充电后的极性为右正左负，使U16B脚电压只能逐渐降低，而U16B脚电压逐渐上升，形成三角波的另一条斜边。由于放电时间常数与充电时相同，形成的曲线也比较平直。当C46充电至U16B脚电压低于脚电压时，同步脉冲上升沿又到来，使U16B脚电压下降，并不断重复。 由上述过程可知，U16B脚的输出波形是以脚的电压高于或低于脚电压即Vz电压为转折点的，而脚电压又通过C46与脚电压相关连，当同步脉冲高于Vz时，U16B脚电压开始下降。当同步脉冲低于Vz时，U16B脚电压开始上升。因此输出三角波的幅度在0-Vz之间，并且是反向三角波。 电路中的R135、R136、C65等的作用是改善三角波的线性，使得输出的三角波为线性良好的等边三角形。 由于SPWM调制电路需要正、反向两组三角波信号，所以中设置了由U16A及周边元件构成的反相器电路，将U16B输出的反向三角波反相后得到正向三角波信号。 另外，由于三角波是由同步脉冲激发，而同步脉冲与阶梯波为同一个来源，所以正、反向三角波与正弦波具有固定的相位关系。 ㈢、由电脑芯片产生本机正弦波信号
在作者剖析的若干工频机中，电脑芯片在工频机中所起的作用较小，主要是参与显示和遥控，拆掉电脑芯片部分，稍加改动，机器仍能工作。而在在作者剖析的高频机中，电脑芯片则担任着重要的工作，没有电脑芯片部分，机器根本无法工作。 遗憾的是作者未能搜集到有关的软件程序，所以只能就硬件部分进行探讨。 在高频机中，本机正弦波信号的产生过程主要在电脑芯片中完成，最后由电脑芯片输出幅度为5V、频率为50Hz、调宽的、受市电同步控制的方波脉冲信号，经二阶有源滤波器滤波后即可得到高质量的本机正弦波信号。结果电路大为简化，但本机正弦信号的质量却大幅度提高，使整机失真度在1%以下。 4.11 正弦波形成电路 图14所示为SANTAK-1K3N型高频机中的正弦波形成电路。 电脑芯片通过市电检测电路和逆变检测电路检测到市电电压和逆变电压的频率、相位等参数，并依据这些参数输出幅度为5V，频率为50Hz、调宽的、相位与市电一致的方波。该方波经C27偶合至由运放U8C及周边元件构成的二阶低通滤波器，从滤波器输出幅度为5V、频率为50Hz，相位与市电一致的正弦电压，即本机正弦波。本机正弦波经偶合电容C117隔直后输出。 由此可见，由于在高频机中正弦波的产生主要由电脑芯片完成，因此电路大为简化。 4.12 三角波形成电路
图15所示为SANTAK-1K3N型高频机中的三角波形成电路。三角波形成电路的任务是向SPWM电路提供线性良好的三角波，此三角波与本机正弦波具有固定的相位关系，并且能与市电同步。 运放U8D及周边元件组成了积分电路，此电路可将方波信号积分成三角波信号。 电脑芯片输出的19.2KHz的方波脉冲经C40、R2偶合至三角波发生器U8D的反相输入端脚。U8D及周边元件组成了一个积分电路，它将输入的方波积分成三角波。方波的频率、相位由CPU内部程序决定，与本机正弦波的频率有着整数倍的同步关系，而三角波的频率、相位则与该方波一致。 三角波发生器U8D脚输出的三角波为等腰三角形，线性良好，频率为19.2KHz，加至SPWM调制电路的输入端。 五、正弦脉宽调制（SPWM）信号电路 有了正弦波信号和三角波信号以后，就可以用正弦信号去调制三角波信号，以便得到符合要求的SPWM驱动信号。
5.1 后备式工频机SPWM驱动信号形成电路 图16为PULSE500型后备式工频机的SPWM驱动信号形成电路。由于该型机采用了推挽功放电路，因
此需要2路SPWM驱动信号。 图中正弦波信号同时加至IC4C反相输入端脚和IC4D同相输入端脚。反向三角波信号加至IC4C同相输入端脚，正向三角波信号加至IC4D反相输入端脚。于是，从IC4C脚和IC4D脚输出的就可以输出两路大小相等、极性相反的SPWM信号。 与非门IC6A、IC6B为控制阀门。IC6A脚与IC6B脚同时接至阀门控制端。当阀门控制端为低电平时，两与非门关闭，SPWM信号被切断，逆变电路停止输出。当阀门控制端为高电平时，两与非门开通，SPWM信号被分别反相后加至反向驱动电路，由反向驱动电路输出后驱动功率管。 图17为PULSE500型后备式工频机的SPWM驱动信号的波形。 由图可见，在正弦信号的正半周期间，IC4C反相输入端脚的正弦信号始终高于同相输入端脚的反向三角波信号，因此IC4C输出端脚始终输出为低电平。经控制阀门IC6A与反向驱动电路两次反相后仍保持为低电平，加至功率管基极后使得上臂功率管QA处于始终截止的状态。 此期间IC4D脚却能按调制规律输出SPWM信号，使下臂功率管QB按照SPWM的规律开通或截止，在输出端形成正弦信号的正半周。 而在正弦信号的负半周期间，IC4D同相输入端脚的正弦信号始终低于反相输入端脚的正向三角波信号，因此IC4D输出端脚始终输出为低电平。经控制阀门IC6A与反向驱动电路两次反相后仍保持为低电平，加至功率管基极后使得下臂功率管QB处于始终截止状态。 而此期间IC4C脚却能按调制规律输出SPWM信号，使上臂功率管QA按照SPWM的规律开通或截止，在输出端形成正弦信号的负半周。 于是，在正弦信号的一个周期内，下臂功率管输出正弦信号正半周的SPWM波形，此时上臂功率管保持截止。上臂功率管输出正弦信号负半周的SPWM波形，此时下臂功率管保持截止。在输出端经合成电路合成为完整的、纯净的正弦波电压。 5.2 在线式工频机SPWM驱动信号形成电路 图18 所示为KSTAR-GP802型工频机的SPWM驱动信号形成电路。由于该型机采用了全桥功放电路，因此需要4路独立的SPWM驱动信号。 ⒈本机正弦波 正弦波形成电路输出的本机正弦波信号经C124、R224偶合至选频放大器U29C的反相输入端脚，参见图18 ⒉反馈正弦波 反馈正弦波来自逆变检测变压器次级绕组，反馈正弦波的幅度反映了逆变输出电压的幅度。反馈正弦波经R181、R189、C110、R190、R208、C115、R206等电阻电容组成的RC网络后加至选频放大器U29C的反相输入端脚。需要注意的是，这里的反馈正弦波的相位必须与本机正弦波的相位相反，且反馈正弦波的幅度应小于本机正弦波的幅度，否则电路不能正常工作，甚至发生损坏。反馈正弦波的极性可以通过改变逆变检测变压器初级或次级的引出端来调整。
⒊差值正弦波 本机正弦波和反馈正弦波同时加至U29C的脚，但是由于反馈正弦波的相位与本机正弦波相反，同时反馈正弦波的幅度小于本机正弦波。因此它们在选频放大器的脚形成了相减的关系（当然也可理解为加负），即本机正弦波减去反馈正弦波，其结果仍为正弦波，称为差值正弦波。 ⒋值正弦波的稳压作用 我们已经知道，差值正弦波＝本机正弦波－反馈正弦波，其中本机正弦波的幅度是相对稳定的，而反馈正弦波的幅度正比于逆变输出电压的幅度。如果因负载等方面的原因，逆变输出电压的幅度发生波动，例如当逆变输出电压升高时，反馈正弦波的幅度增大，差值正弦波的幅度减小，经功放电路后使输出的逆变正弦波的幅度回落。而当逆变输出电压的幅度降低时，反馈正弦波的幅度减小，差值正弦波的幅度增大，经功放电路后使输出的逆变正弦波的幅度上升。因此，差值正弦波具有稳定逆变输出电压的作用。 ⒌选频放大器 选频放大器由U29C及周边元件组成，其作用一是产生差值正弦波并将其进行放大，二是赋予差值正弦波一定的直流分量，参见图18。 运放U29C的反相输入端与输出端之间接有由C121、R209、C116、R222等组成的反馈网络，形成了具有选频特性的放大电路。于是，从U29C脚即可输出所需的差值正弦波信号。 由于调制电路的需要，差值正弦波的对称轴必须升高至Vz位置，这是通过R210接Vz实现的。为了精确的调节差值正弦波的对称轴，在U29C的同相输入端脚接有由R210、C138及R248、VR5等组成的分压电路，使U29C输出的差值正弦波的对称轴在Vz值上。调整VR5，可以微调差值正弦波的对称轴的高低，称为平衡调整。 ⒍三角波形成电路 三角波发生器由运放U16B及周边元件构成积分电路，其作用是产生三角波，并与本机正弦波具有固定的相位关系，其工作过程已如前所述。 由三角波形成电路的工作过程可见，U16B脚的输出波形是以脚的电压高于或者低于脚电压即Vz电压为转折点的，而脚电压又通过C46与脚电压相关连，当同步脉冲高于Vz时，U16B脚电压开始下降。当同步脉冲低于Vz时，U16B脚电压开始上升。因此输出三角波的幅度在0-Vz之间。 ⒎反相器电路 根据三角波形成电路的工作过程可知，其输出的三角波为反向三角波。由于产生4路SPWM驱动信号还需要一路正向三角波，所以电路中将反向三角波送入U16A及周边元件构成的反相器，经反相后便得到了正向三角波信号。 由于正向三角波的幅度在0-Vz之间，所以反向三角波的幅度应在Vz-12V之间。 ⒏正弦波和三角波的定位 全桥功放电路采用的是单极性调制方式。在这种方式中，正弦波信号的对称轴应当位于Vz（即电源电压的二分之一）轴上，其最小幅值接近于0，最大幅值接近于电源电压Vc。反向三角波（或正向三角波）应当位于Vz与Vc之间，正向三角波（或反向三角波）应当位于0与Vz之间，参见图5“单极性调制”。 在GP802型机中，电源电压为12V，所以正弦波信号的对称轴位于Vz（即6V）轴上，其最小幅值接近于0，最大幅值接近于12V。反向三角波位于Vz（6V）与Vcc（12V）之间，正向三角波则位于0与Vz（6V）之间。在这种条件下，所有运放都可在单电源下工作。 需要说明的是，由于差值正弦波的正、负半周是连续不断出现的，所以其相位的相反与否已失去了意义，重要的是调制电路输出的必须是两路相位相反的SPWM信号。但根据习惯，本文在绘制一个周期的正弦信号的时候，总是把正半周画在前面，负半周画在后面。 ⒐正弦波和三角波的分配 由选频放大器U29C输出的正弦波分别加至U25C的同相输入端脚、U25A的反相输入端脚、U25B的同相输入端的脚以及U25D的反相输入端脚。而正向的三角波加至U25A的同相输入端脚和U25B的反相输入端脚。反向三角波加至U25C的反相输入端脚和U25D的同相输入端脚。这样就形成了一种特定的组合关系，以便于全桥功放电路相配合。 5.3 高频机SPWM驱动信号形成电路 图19所示为SANTAK-1K3N型高频机的SPWM驱动信号形成电路。由于该型机采用了半桥功放电路，因此只需要2路独立的SPWM驱动信号。 ⒈机正弦波 从二阶滤波器U8C脚输出的本机正弦波信号经C117、R70偶合至选频放大器U8B的反相输入端脚，参见图19。 ⒉反馈正弦波 反馈正弦波来自逆变检测电路，反馈正弦波的幅度反映了逆变输出电压的幅度。反馈正弦波经R22、R23、R24与R134分压后，再经R7、R62、C28、R64构成的选频网络后加至选频放大器U8B的反相输入端脚。在1K3N机中，反馈正弦波的相位已由电路结构决定，而反馈正弦波的幅度则由上述阻容元件决定，使其小于本机正弦波的幅度。 ⒊差值正弦波 本机正弦波和反馈正弦波同时加至U8B的脚，但是由于反馈正弦波的相位与本机正弦波相反，同时反馈正弦波的幅度小于本机正弦波。因此它们在选频放大器的脚形成了相减的关系，即本机正弦波减去反馈正弦波，其结果仍为正弦波，称为差值正弦波。
⒋差值正弦波的稳压作用 与工频机一样，由于差值正弦波＝本机正弦波－反馈正弦波，而本机正弦波的幅度是稳定的，因此，差值正弦波具有稳定逆变输出电压的作用。 ⒌选频放大器 运放U8B的反相输入端与输出端之间接有由C32、R73、R17、C17组成的RC网络，U8B便构成了选频放大器，它可使输出电压的幅度大于输入电压，并且更加纯净。差值正弦波加至运放U8B的反相输入端脚，而由U8A脚加入的是自动基准电平校正电压。因此，由U8B输出端脚输出的是校正了直流分量的、被反相了180°的、频率为50Hz的、放大了的差值正弦波。此差值正弦波经R117隔离后加至U12B反相输入端脚。 ⒍正弦波和三角波的定位 半桥功放电路采用的是双极性调制方式。在1K3N型机中，正弦波信号和三角波信号的对称轴都在0轴上，其最小幅值接近于-6V，最大幅值接近于+6V，其中正弦波信号的幅度略小于三角波信号的幅度。 在这种情况下，SPWM调制电路中的运放必须在双电源（即正、负电源）下工作。 ⒎基准电平校正电路 本机正弦波和反馈正弦波相减后，得到的差值正弦波的直流电平会发生变化，而SPWM调制电路需要差值正弦波的对称轴位于0轴的位置，为此在SANTAK-1K3N机中设置了自动基准电平校正电路，它由运放U8A、ZD7、ZD1及周边元件组成。 逆变输出电压经R19、R20、R21、CN3/5、R6加至运放U8A脚，U8A及周边元件组成反相器，使引入的逆变输出电压反相。图中C12是滤波电容，可使引入的逆变输出电压更加稳定。C11是反馈电容，使越高的频率负反馈越强，运放增益越低，因此可以消除高频干扰。反相器U8A的输出端脚接有反向串联的稳压管ZD7、ZD1，它们使U8A脚的输出电压限幅在±3.3V + 0.7= ± 4.0V。图中R56是ZD7和ZD1的限流电阻。限幅后的逆变输出采样电压经R61、R63分压后加至运放U8B的脚。 若逆变输出电压不含直流分量，则逆变反馈电压也不含直流分量，即都以X轴（0轴）为对称轴，经U8A反相后输出的逆变反馈电压虽然反相，但仍不含直流分量，仍以X轴为对称轴。 因为逆变反馈电压与逆变输出电压反相180°，若逆变输出电压含有正值的直流分量，即对称轴上移，则逆变反馈电压的对称轴将下移，经U8A反相后对称轴上移。上移的幅度被ZD7、ZD1限制在+3.3V+0.7V= +4V与0V之间。上移的反馈电压经R61、R63分压后得到的采样电压，送入选频放大电路的脚，使选频放大电路的基准电压上升，于是选频放大电路的输出电压的对称轴下移，最终使逆变输出电压的对称轴下移。逆变输出电压的对称轴上移的越多，则选频放大电路的基准电压下降的也越多，结果使逆变输出电压的直流分量保持为0，对称轴始终在X轴上。 当逆变输出电压含有负值直流分量时的反映过程与上述过程相似，最终使逆变输出电压的直流分量为0。 ⒏反相器电路
参见图19及图20。经过直流电平校正的差值正弦电压经运放U12B、U12C及周边元件构成的两级反相器反相后，加至由比较器U10A构成的PWM调制电路的反相输入端脚。设置反相器的作用是可以利用反相器输出阻抗低的特点，改善电路的偶合特性，同时还可以充分利用一片封装内的运放电路。 ⒐下臂电路 由运放U10A产生的SPWM电压，分为两路输出。一路经R18隔离后加至与门U11A（4081）的、脚，U11A的、脚还接有D11，将SPWM的负半周过滤掉。该路SPWM信号最终送至半桥功放的下臂电路，参见图20. ⒑死区电压
逆变输出电路分为上、下两臂，上、下两臂的功率管只能轮流导通，一旦同时导通就会损坏。虽然上、下两臂的驱动信号是反相的，一臂导通时另一臂会截止，但由于功率管的截止需要一定时间，上、下两臂的功率管仍有可能在交接瞬间同时导通。为了确保上下两臂的功率管不会同时导通，在驱动信号中设置有“死区电压”。 死区电压的作用是：当一个臂的功率管截止时，另一个功率管并不立即导通，而是延迟一段时间后再导通，上下两臂均如此安排，这样就从根本上消除了上下两臂功率管同时导通的可能性。死区电压存在的时间，即延迟时间，视具体电路而不同，通常在数μS之内。 参见图20，电路中R84、D14、C39即是死区电压形成电路。当与门U11A输入端、脚电压为上升沿时，输出端脚为高，此时D14截止，此高电平通过R84对C39充电，由于R84数值较大（20K），充电较慢。 而当与门U11A输入端、脚电压为下降沿时，输出
端脚为低，此时D14导通，C39通过D14放电，显然放电比充电快的多，于是方波脉冲的上升沿经过这里时被滞后了。而此上升沿反映到逆变输出电路中是使上臂功率管导通，结果是当下臂截止时上臂要延迟一段时间才导通，这就达到了防止上下臂功率管同时导通的目的。参见图21所示。下臂中信号的延迟过程与此相同。 ⒒SPWM控制电路 参见图20。经延迟处理后的SPWM电压送至与门U11C脚，U11C接至SPWM控制端。当SPWM控制端为“1”时，与门打开，SPWM得以输出，当控制端为“0”时，与门关闭，SPWM通道被切断。在这里与门U11C相当于一个控制开关。 ⒓SPWM驱动电路 SPWM电压从U11C脚输出后，进入驱动门电路U13A。U13型号为ULN2003，这是一种具有驱动能力的反相器（或称功率非门），输出电压为50V，输出电流可达500mA。SPWM电压经U13A反相后再经R88隔离，送入逆变电路。 ⒔上臂电路 由调制电路输出的SPWM电压，另一路送入运放U10B的反相输入端脚。U10B构成一个反相器，将整形电路输出的SPWM脉冲反一次相，此后的过程与上臂相似。于是在SPWM驱动电路的输出端得到了大小相等、相位相反的两路SPWM脉冲，参见图20、图22。 六、功放电路 6.1 D类功率放大器电路的特点 UPS作为一种电源设备，其效率是十分重要的。UPS的效率主要取决于功率放大器，对同一机器来说，效率的提高就意味着输出功率的增大，而在一定的输出功率下，效率的提高就意味着能耗的减小。这对于节省能源、减小设备体积和重量以及降低用户的运行成本都有很大的实际意义。因此，提高功率放大器的效率一直是UPS开发人员关注的重要课题，它推动了功率放大器技术的不断发展。 通常，根据工作点的位置，将功放电路分为甲类（A类）、乙类（B类）和甲乙类（AB类）三大类。其中： 甲类工作点位于负载线的中点，理论效率为50%。 乙类工作点位于截止点，理论效率为78.5%。 甲乙类工作点略高于截止点，理论效率略低于乙类。 对于甲类、乙类和甲乙类放大器而言，由于功率管工作在特性曲线的放大区，集电极电流比较大而集电极电压比较高，因而功率管的集电极耗散功率也比较大，放大器的效率就难以继续提高。 提高效率的有效途径是使功率管工作于开关状态。即当功率管饱和导通时，集电极电流很大而集电极电压很低，趋于0；当功率管截止时，集电极电压很高而集电极电流很小，趋于0。因为耗散功率为集电极电压和集电极电流的乘积，所以功率管的集电极耗散功率就很小，理想的条件下趋于0。由于这种放大器中的功率管是以开关方式工作，所以又称为开关模式功率放大器，分类为D类（丁类）放大器。 逆变器中的功率放大器就是采用的D类放大器，它的理想效率为100%，实际效率可做到90%以上。 因为D类放大器中的功率管工作于开关状态，所以集电极电压和集电极电流是一连串的矩形波，它包含丰富的谐波成分，因此需在输出端加接滤波网络，滤除不需要的谐波分量，这样才可以在负载上得到所需的基波电压和基波电流，完成功率放大的任务。 D类放大器虽然效率得到了提高，但带来了新的问题。由于D类放大器效率得到提高的根本原因是功率管工作于开关状态。因此，放大器的输出电压与激励信号之间没有线性关系。这样，D类放大器就不能放大幅度变化的模拟信号，而只能放大等幅不等宽的方波信号。对于逆变器总体而言，我们需要放大的是正弦信号，因此必须事先将正弦信号加工成等幅调宽信号后，才能送入D类放大器进行放大。而经过放大后又要将其还原成正弦波信号。这就是为什么在逆变功放电路中不能在像音频功放中那样直接将正弦信号放大，而要将其转换为SPWM信号的原因。 在放大器的输出端，由于在放大过程中输出电流在等效负载上不断反向，偶次谐波相互抵消，输出的最低谐波是三次，所以，负载上的波形较好。 综合对D类放大器的分析可知： ⒈功率管的饱和压降Vces越小，放大器的效率越高。若Vces→0，则η→100%。 ⒉若忽略Vces，则放大器的输出功率与电源电压的平方成正比。所以，选择较高的电源电压，对于提高输出功率和提高效率都是有利的。 逆变电路中常见的半桥功放电路和全桥功放电路即由D类放大器组成。 6.2 全桥功放电路 图23为KSTAR-GP802型工频机中的全桥驱动及功放电路。 GP-802机的功放电路采用了全桥结构，这种电路采用的是单极性调制方式，相应的需要4组隔离驱动信号电路、4组功率器件和3组驱动电源。功率器件的大小视整机输出功率的大小而定，输出功率较小时可采用MOSFET管，较大时应采用IGBT管。在全桥功放电路中，采用单组工作电源，电源的负极接地。 在全桥式功放电路中，所需的4路不同相位和极性的驱动信号，是通过正弦波信号和正、反向三角波的不同组合来得到，已如前文所述。
在图23中，正弦波和三角波是这样组合的：SPWM调制由U25C、U25A、U25B、U25D完成。U25C的同相输入端加入的是差值正弦信号，反相输入端加入的是反相三角波信号；U25A的反相输入端加入的是差值正弦信号，同相输入端加入的是三角波信号；U25B的同相输入端加入的是差值正弦信号，反相输入端加入的是三角波信号；U25D的反相输入端加入的是差值正弦信号，同相输入端加入的是反相三角波信号。这样，从U25C脚、U25A脚、U25B脚和U25D脚就可以输出调制好了的SPWM方波信号了。 图23中R160、R188、R161、R187为LM339的上拉电阻。 ⒉死区电压 和高频机一样，工频机中也要设置死区电压。图23中C96、C100、C97、C109死区电压形成电容。其作用是将功率管驱动脉冲的上升沿向后延迟，使得同一侧上、下两臂功率管中一臂功率管截止时另一臂功率管并不马上导通，而是延迟一段时间再导通，其波形如图24所示。这样就可以避免同一侧上、下两臂功率管同时导通的可能性。死区时间视功率管的结构、大小和功率电路的不同而不同，一般为数μS。 ⒊输出阀门 当电路出现故障时，需要关闭正弦波SPWM驱动信号，因此在SPWM调制电路与隔离驱动电路之间设有输出阀门，以便在需要时关闭或者打开阀门。 输出阀门由与非门U30A、U30B、U26A、U26B构成，参见图23。这4个与非门各有一端连在一起，接至输出阀门控制端，一旦输出阀门端为低电平，4个与非门立即关闭，切断了正弦波驱动信号的通路。当输出阀门端为高电平时，4个法门均开通，恢复正弦波驱动信号的通路。 C137为旁路电容，可将输出阀门端的干扰滤除。 ⒋隔离驱动电路 4组正弦波驱动信号是共地信号，而4组功率管却有3个参考端，因此正弦波驱动信号与功率管之间必须采用隔离驱动电路。 隔离驱动电路由光耦U31、U32、U33、U34（均为TLP250）和驱动三极管Q19-Q26及周边元件组成，参见图23。 TLP250的、脚为空脚。脚为内部发光二极管的正极，脚为发光二极管的负极，脚为驱动电源负极，脚为驱动电源正极，、脚为光耦输出端。 以最上面的一路隔离驱动电路为例。当U34（TLP250）脚为低电平时，内部发光二极管导通，光耦输出端、脚为高电平，此时Q22导通而Q26截止，驱动信号从Q22和Q26的发射极连接点输出，驱动输出为高点平。当U34脚为高电平时，内部发光二极管截止，光耦输出端、脚为低电平，此时Q22截止而Q26导通，驱动信号从Q22和Q26的发射极连接点输出，驱动输出为低电平。 图中R245为消振电阻，防止电路中可能出现的自激振荡而损坏驱动管。R246为Q26基极的偏置电阻，用以确定Q26的工作点。R273为自给负偏压电阻。当上驱动管饱和、下驱动管截止时，R273可压低下驱动管发射极电位，使基极电位高于发射极电位，因而使下驱动管可靠截止。而当上驱动管截止、下驱动管饱和时，R273可抬高上驱动管发射极电位，使基极电位低于发射极电位，因而使上驱动管可靠截止。R275为驱动输出的负载电阻，ZD13、ZD14为驱动信号的稳压二极管。R275上的电压经ZD13、ZD14后稳定在±18V之间，R274为限流电阻，用以限制流过ZD13、ZD14的电流。 其它3组驱动电路的元件作用和工作过程与此相似。 ⒌功率管电路 GP802机的功率管电路采用了H型全桥功放电路。电路用了4组MOSFET功率管组成桥式结构的4个臂，每臂功率管的数量视输出功率而定，参见图23。GP-802机输出为2KVA，每一臂使用了3只功率管，4臂共用了12只功率管（功放电路板上有24只功率管的位置，GP-802型机中只间隔安装了12只功率管）。工作时以对角线上的功率管为单位动作，当一组对角线上的功率管导通时，另一组对角线上的功率管则截止，并互相交替。由于在驱动信号中设有死区时间，所以不会发生同一侧功率管同时导通的可能。 图中T0为合成变压器，或称输出变压器。当左上方功率管Q1、Q3、Q5和右下方功率管Q16、Q18、Q20导通时，左下方的功率管Q11、Q13、Q15和右上方的功率管Q6、Q8、Q10截止。此时
功放电流自左向右流过合成变压器初级线圈，形成输出电压的半个波形。而当左上方功率管Q1、Q3、Q5和右下方功率管Q16、Q18、Q20截止时，左下方的功率管Q11、Q13、Q15和右上方的功率管Q6、Q8、Q10导通。此时功放电流自右向左流过合成变压器初级线圈，形成输出电压的另一半波形。结果在合成变压器初级线圈上就可以形成完整的输出电压波形。但此时输出电压还不是正弦波，在合成变压器的次级接有合成电容C0，C0与T0形成了滤波电路，将输出电压中的高频成分（即载波）滤除，在输出端就得到了纯净的正弦电压。 图中C1、C2、C3、C6、C8为功放电压（BUS电压）的滤波电容，因为功放电路的电流较大，所以滤波电容的容量也较大，一般用若干只大容量的电容并联使用。 ⒍全桥功放电路的导通过程 KSTAR-GP802型机全桥功放电路的导通过程参见图25。 ⑴全桥功放电路的导通规律 在H型全桥功放电路中，功放管是按对角线的形式导通和截止的，也就是当Q1、Q3、Q5（简称为QA）和Q16、Q18、Q20（简称为QB）导通时，Q6、Q8、Q10（简称为QC）和Q11、Q13、Q15（简称为QD）必定截止，此时功放电流从左至右流过合成电感（输出变压器）初级线圈T0-1。而QC和QD导通时，QA和QB必定截止，此时功放电流从右至左流过合成电感（输出变压器）初级线圈T0-1。于是在合成电感的输出绕组中就可以得到正负变化的交流电压。 ⑵输入正弦波信号正半周时 由图25可见，在正弦波的正半周，QC基极的驱动信号有可能使其导通，其规律为：凡是在U25C脚的三角波低于脚的正弦波的区间，U25C脚输出为就高电平，经与非门和同相隔离驱动电路后使QC饱和导通。而在脚三角波高于脚正弦波的区间，U25C脚输出就为低电平，经与非门和同相隔离驱动电路后使QC截止。与此同时，由于U25B同相输入端脚的正弦波电压始终高于反相输入端脚的三角波电压，其输出端脚始终为高电平，经与非门和同相隔离驱动电路后使QD始终饱和导通。 在正弦波正半周时，U25A反相输入端脚的正弦波电压始终高于同相输入端脚的三角波电压，其输出端脚始终为低电平，经与非门和同相隔离驱动电路后使QA始终截止。而QB基极的驱动信号有可能使QB导通，其规律是：凡是在U25D脚的三角波高于脚的正弦波电压的区间，U25D脚就为高电平，经与非门和同相隔离驱动电路后使QB导通。但是，由于QA始终截止，所以左上-右下对角线即QA、QB不能导通。 这样一来，右上-左下对角线即QC、QD就处于开通状态，产生的功放电流的方向是自右向左流过合成电感的初级绕组T0-1，其大小按照SPWM脉冲电压的宽度变化规律。而此时QA、QB则处于截止状态。 从两侧功放管来看，由于QA始终截止，所以左侧上下两功放管不会同时导通。而虽然QC、QB均有可能导通，但将它们的驱动波形对照后可发现刚好相反，一个导通时另一个必然截止，所以右侧上下两功放管也不会同时导通。 ⑶输入正弦波信号负半周时 在正弦波的负半周，由于U25D反相输入端脚的正弦波电压始终低于同相输入端脚的三角波电压，所以无论三角波幅度如何，U25D脚均输出高电平，经与非门和隔离驱动电路后使QB始终饱和导通，而在U25A中，凡是三角波电压高于正弦波电压的区间，U25A脚就输出高电平，经与非门和隔离驱动电路后使QA饱和导通。与此同时，由于U25C同相输入端脚的正弦波电压始终低于反相输入端的三角波电压，其输出端始终输出低电平，经与非门和隔离驱动电路后使QC始终截止。 在正弦波的负半周，QD基极的驱动信号有可能使其导通，其规律为：凡是在U25B反相输入端脚的三角波低于脚的正弦电压区间，U25B脚就输出高电平，经与非门和隔离驱动电路后使QD饱和导通。与此同时，U25C同相输入端脚的正弦波电压始终低于反相输入端的三角波电压，其输出端脚始终为低电平，经与非门和同相隔离驱动电路后使QB始终截止。 这样一来，左上-右下对角线即QA、QB就处于开通状态，产生的功放电流的方向是自左向右流过合成电感的初级绕组T0-1，其大小按照SPWM脉冲电压的宽度变化规律。而此时QC、QD则处于截止状态。
从两侧功放管来看，由于QC始终截止，所以右侧上下两功放管不会同时导通。而虽然QA、QD均有有可能导通，但将它们的驱动波形对照后可发现刚好相反，一个导通时另一个必然截止，所以左侧上下两功放管也不会同时导通。 ⑷逆变电压的输出 功放管电流的大小和方向按照SPWM脉冲信号的规律不断变化，流过合成电感（输出变压器）T0的初级绕组T0-1后，在次级绕组T0-2中产生感生电压。合成电感T0是具有漏感的变压器，与合成电容C0组成谐振电路，经合成电路后即可输出纯净的正弦波功率电压。也可以理解为用电容C0将输出电压中的高频谐波成分滤除后，得到了纯净的正弦波功率电压。如前所述，由于SPWM信号中只含有调制信号（即50Hz基波）的17、19次高次谐波，所以合成电感和合成电容的数值都较小，和普通功放电路相比，不但效率高，而且谐振滤波电路的体积小，重量轻，成本低，性能好 ⒎驱动电源电路 图23、图25中上面两组功率管QA、QC的驱动信号以各自功率管的“S”极为参考点，所以两组驱动信号不能共地，因而就需要用两组驱动电源。下面两组功率管QD、QB的驱动信号也以各自功率管的“S”极为参考点，但这两组功率管的“S”极是连接在一起的，所以这两组驱动信号是共地的。但是下面两组驱动信号与上面两组驱动信号中的任一组都不共地，它们的参考点各自独立，所以一共需要3组驱动电源。 3组驱动电源的结构简单而相似，参见图23所示，此处不再介绍。 6.3 半桥功放电路 图26为SANTAK-1K3N型高频机中的半桥驱动及功放电路。 1K3N机的功放电路采用了半桥结构，这种电路采用的是双极性调制方式，相应的需要2组隔离驱动信号、2组驱动电源和2组功率器件。功率器件的大小视整机输出功率的大小而定，输出功率较小时可采用MOSFET管，较大时应采用IGBT管。在半桥功放电路中，采用双组工作电源，即±BUS电压，其中点接地。 ⒈驱动小板电路 在SANTAK-1K3N机中，将部分功能电路制作在小电路板上，再垂直插焊在主电路板上，这样的小电路板一共有7块。功放电路中的驱动电路就分别制作在两块小电路板上，称为驱动小板，标号为DUR/MODULE。两块驱动小板的结构完全一样，功放电路的上下臂各用一块。 驱动小板的原理图参见图26中虚线框内电路。 ⑴驱动电源电路 逆变驱动电源电路的作用是向逆变驱动电路提供+18V、-12V的工作电压。 开关电源小板中的开关变压器TX201次级输出的开关电源脉冲，经接插件CN11/1、CN700/1、CN11/2、CN700/2、D700送入驱动小板内的开关变压器TX700的初级两端。D700的作用是隔离掉负方向的脉冲。TX700次级感生出的脉冲电压，经D701整流，C703、C704滤波，得到直流电压，再经ZD702、ZD703稳压后，形成驱动三极管所需的+18V，-12V驱动电源电压。正驱动电压加至上驱动管Q702的集电极，负驱动电压加至下驱动管Q703的集电极，正负驱动电压的公共点，即ZD702、ZD703的连接点为驱动输出的0点，经接插件CN700/9、CN11/9输出作为输入信号的参考点。 R705是ZD702的限流电阻，它的作用如下：+18V电压提供了驱动电压的动态范围，-12V则用来保证驱动管和功率管的可靠截止。ZD702、ZD703串联后的稳压值之和为30V，若整流滤波后的电压低于30V，则ZD702、ZD703均不能击穿，+18V和-12均不能稳定。有了R705以后，它可以保证ZD702开机后很快便能导通，产生稳定的+18V电压。 ⑵驱动小板的隔离电路 图中U701（TLP250）是一种可直接驱动小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本东芝公司生产，其最大驱动电流达1.5A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了驱动MOSFET的能力，使驱动电路简化。 TLP250为双列直插8脚封装。图中TLP250的、脚为空脚。脚为内部发光二极管正极，脚为内部发光二极管负极。脚为内部上驱动管集电极，脚为内部下驱动管的集电极，、脚在内部连接在一起，为输出端。 图26中U701脚经接插件CN700/3、CN11/3、R115、接插件CN3/9接至+5V。这样，当U701脚为高电平时内部发光二极管截止，U701、脚输出为高电平，上驱动管饱和，下驱动管截止，驱动小板输出端经接插件CN700/9、CN11/9输出高电平。而当U701脚为低电平时内部发光二极管导通，U701、脚输出为低电平，上驱动管截止，下驱动管饱和，驱动小板输出端经接插件CN700/9、CN11/9输出低电平。 ⑶驱动小板的驱动电路 驱动电路分为上下两臂，两臂电路完全相同。现以上臂为例加以说明，参见图26。 上臂逆变隔离驱动电路由光偶U701（TLP250），驱动管Q702、Q703及周边元件组成。当TLP250脚为高时，TLP250内部二极管截止，光偶、脚输出为低，逆变驱动管Q702截止，
Q703导通，由接插件CN11/9输出-12V电压，与其相连的逆变功率管截止。当TLP250脚为低时，TLP250内部二极管导通，光偶、脚输出为高，逆变驱动管Q702导通，Q703截止，由接插件CN13/9输出+18V电压，与其相连的逆变功率管饱和导通。 图中R707为消振阻尼电阻，消除电路中的自激振荡因素。R708、R709为自给负偏压电阻。当上驱动管饱和、下驱动管截止时，R708、R709可压低下驱动管发射极电位，使基极电位高于发射极电位，因而使下驱动管可靠截止。而当上驱动管截止、下驱动管饱和时，R708、R709可抬高上驱动管发射极电位，使基极电位低于发射极电位，因而使上驱动管可靠截止。 ⒉功率管及周边电路 SANTAK-1K3N机的半桥功放电路由逆变功率管及周边元件组成。 ⑴逆变功率管 本机逆变功率电路采用半桥结构，因此逆变驱动电路分为上臂电路和下臂电路，每臂使用了一只IGBT功率管，分别为Q13和Q12。它们轮流导通，分别产生正负半周PWM波形，经合成电路后形成完整的正弦波电压输出。 ⑵阻尼电阻 上下臂的阻尼二极管分别为R54和R40，参见图26。设置阻尼电阻的原因如下： 由于功率管的栅极与驱动电路间的连线不可避免的存在着分布电感和分布电容，在驱动电压的激励下很容易引起自激振荡，使功率管无法正常工作甚至损坏。为消除这一危险，通常在功率管的栅极串接一个小阻值的电阻，对振荡进行阻尼。阻尼电阻的取值很重要，若阻值过大，将限制驱动电流，降低前后沿陡度，加大导通损耗。因此，栅极电阻不能太大，只要抑制振荡就行，通常在数十Ω以下，功率越大阻值应越小。同时，在布线时应当尽量缩短栅极与驱动电路之间的距离。 ⑶加速二极管 设置了阻尼电阻以后，驱动信号为低电平时功率管栅极中的电荷不能迅速泄放，使得功率管不能立即截止，降低了功率管的反应速度，为此在逆变功率管的驱动电路中设置了加速二极管。 上下臂的加速二极管分别为D22和D21，参见图26。其作用是：当驱动信号为负时，功率管截止，此时加速二极管导通，将阻尼二极管短路，为反向基极电流提供一个低阻抗的通路，使基极电流能更快的泄放掉，以利于下一周期的导通。加速二极管应采用快速开关管，通常使用1N4148即可。电路中加速二极管还串有一只电阻R55和R38，用以限制泻放电流的大小。 ⑷栅负压电阻 栅负压电阻分别为R53和R37，参见图26。设置栅负压电阻的原因如下： 在部分电路中，使功率管截止的驱动电压为0V，而功率管栅极只要有0.2V-0.7V即可导通，截止管很容易受到干扰而误导通。在上下臂结构的电路中，这会引起上下管同时导通而造成损坏。设置栅负压电阻以后，以功率管Q13为例，Q13的栅极G通过栅负压电阻接至源极S。当Q13截止时，U10、脚为负电压，电流由S极→R53→R54→Q703E→极，在R53上产生左负右正的电压，将Q13G极拉负，使Q13深度截止，消除了误导通的可能性。R37的工作过程与R53一样。 ⑸吸收电路 吸收电路分别由R4、C11和R1、C3组成，参见图24。其作用是： 如前所述，在死区期间，由于导通管突然截止，将在分布电感、分布电容中将感应出数倍于BUS电压的感生电压，使功率管击穿损坏。这种感生电压的特点是幅度高、宽度窄，常称为尖峰脉冲。尖峰脉冲的幅度、宽度随电路的形式和功率的不同而不同，因此吸收电路的结构是多种多样的。 在本电路中，当截止管两端出现尖峰脉冲时，可通过R4、C11和R1、C3吸收电路消耗掉，从而保护了功率管。 ⒊正弦波合成电路 逆变功率电路输出的是连续的、宽度不同的方波，必须还原成正弦波，这一任务由正弦波合成电路来完成。 正弦波合成电路由合成电感L1，合成电容C2组成，它们构成了LC滤波器。通过LC正弦波合成电路以后，UPS便可向外输出正弦波电压了。电路中合成电感L1的电感量和合成电容C2的电容量必须与输出功率相配合，其中C2应选用无极性电容。
6.4 功放电路介绍 ⒈采用IGBT管的全桥功放电路 图27所示为KSTAR-GP806型工频机中的全桥功放电路，由于该机输出功率为6KVA，所以采用了两只IGBT模块作为功率器件。每一只模块内含有两只性能相同的IGBT管，共用了4只IGBT管，组成全桥功放电路。 在实际电路中，4只IGBT管附有较为复杂吸收保护电路，为了便于说明问题，作者将其省略。这样，从电路结构来看，这种功放电路与前述采用MOSFET管的全桥功放电路是相似的。 图27所示的功放电路，其驱动电路与前述GP802机的一样，制作在主板上，经接插件CN14与功放板相连接。
实际上，在科仕达（KSTAR）公司生产的GP800系列UPS和易斯特（EAST）公司生产的EA800系列UPS中，输出功率从1KVA到20KVA，不论功率管采用MOSFET管还是IGBT管，都采用同样的通用型主板，对于不同输出功率的机型，只需更改少量元器件的参数即可使用，给生产和维护带来了很大的方便。 ⒉采用IGBT管的半桥功放电路 图28所示为SANTAK-C15KS机中的半桥功放电路。由于该机输出功率为15KVA，所以采用了1只大功率IGBT模块作为功率器件。这只模块内含有两只性能相同的IGBT管，组成半桥功放电路。 同样，为了便于说明问题，作者将IGBT模块的吸收电路省略。这样，就很容易看出图28的结构与图26是相似的。 从图27与图25、图28与图26的对比可见，采用MOSFET管的功放电路与采用IGBT模块的功放电路的结构是相同的，只是功率大小不同而已。 最后要说明的是，为了叙述方便，本文中的电路或多或少做了简化，如欲引用文中的电路搭接实际电路，请与原机原电路核对。 全文完 2011年12月修改于成都
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